Power Amplifier මූලික කරුණු

01 · Introduction · Slides 2–3

Power amplifier කියන්නේ මොකක්ද?

Signal එක මුලින් voltage amplifier එකකින් ලොකු කරනවා. අන්තිමට power amplifier එක ඒ signal එකට ලොකු current එකක් දීලා, අඩු resistance තියෙන load එකට power එක තල්ලු කරනවා.

Power amplifier (load එකට ලොකු power ප්‍රමාණයක් දෙන amplifier එක) එකක රස්සාව signal එකේ voltage එක විතරක් නෙවෙයි, current එකත් ලොකු කරලා, load එකට watts ගණනක් දෙන එක. Speaker එකක් හොඳට ශබ්ද කරන්න නම් volts ටිකක් මදි. ඒකට amps ගණනක් ගලන්නත් ඕනේ. Power = V × I නිසා, දෙකම ලොකු වෙන්න ඕනේ.

සාමාන්‍යයෙන් load එක අඩු resistance එකක් (current ලේසියෙන් ගලන, "බර" load එකක්). Audio speaker එකක් 8 Ω, transmission antenna එකක් 300 Ω වගේ.
සාමාන්‍ය power amplifier එකක output rating එක 1 W හෝ ඊට වැඩි.
Ideal (පරිපූර්ණ) power amp එකක් supply එකෙන් ගන්න power එකෙන් 100% ම load එකට දෙනවා. ඇත්ත ලෝකයේ එහෙම වෙන්නේ නෑ, මොකද circuit එකේ resistors, transistor වගේ හැම කොටසක්ම ටිකක් power dissipate (රස්නය විදියට නාස්ති) කරන නිසා.

⚠ සැලකිය යුතුයි: Slide 2 එකේ "load values range from 300W ... to 8W" කියලා තියෙනවා. ඒක font එකේ අවුලක්. Ω (ohm) අකුර W බවට හැරිලා. හරි එක: 300 Ω (antenna) සිට 8 Ω (speaker) දක්වා. ඒවා load එකේ resistance, power නෙවෙයි.

Voltage amplifier vs Power amplifier

Slide 3 එකේ වගුව. මේ දෙක අතර වෙනස කටපාඩම් කරන්න ලේසි වෙන්න, "පුංචි signal එකක් ලොකු කරන එක" සහ "load එක තල්ලු කරන එක" කියලා හිතන්න.

කරුණ	Voltage amplifier	Power amplifier
Input impedance	Output impedance එකට වඩා අඩුයි	Output impedance එකට වඩා වැඩියි (output impedance එක ගොඩක් අඩු නිසා load එකට current දෙන්න පුළුවන්)
ප්‍රමාණය (size)	පුංචියි	ලොකුයි, බරයි (bulky). Heat sink ඕනේ
Power handling	අඩුයි (mW)	වැඩියි (W)
Inter-stage coupling	RC coupling	Transformer coupling
භාවිතය	Pre-amplifier, voltage amplifier	Public address system, TV, radio receiver එකක අන්තිම stage එක

අපි මේ පාඩම පුරාම අහන ප්‍රධාන ප්‍රශ්නය: "Supply එකෙන් ගන්න power එකෙන් කීයක් ඇත්තටම load එකට යනවද?" ඒකට උත්තරය තමයි efficiency. Classes A, B, AB, C, D ... කියන්නේ මේ efficiency එක වැඩි කරගන්න හොයාගත්ත විවිධ ක්‍රම.

පුහුණු ප්‍රශ්න · 1

8 Ω speaker එකකට 10 W (average) දෙන්න ඕනේ. Speaker එක හරහා rms voltage එක, peak voltage එක, peak current එක කීයද?
Power amplifier එකකට voltage amplifier එකකට වඩා ලොකු transistor සහ heat sink ඕනේ ඇයි?
Ideal power amplifier එකක් සහ practical එකක් අතර වෙනස එක වාක්‍යයකින් කියන්න.

පිළිතුර 1

Average power:
$P = \dfrac{V_{rms}^2}{R_L} \;\Rightarrow\; V_{rms} = \sqrt{P R_L} = \sqrt{10 \times 8} = \sqrt{80} = 8.94\ \text{V}$
Peak voltage: $V_p = \sqrt{2}\,V_{rms} = 1.414 \times 8.94 = \mathbf{12.65\ V}$
Peak current: $I_p = V_p / R_L = 12.65 / 8 = \mathbf{1.58\ A}$

පිළිතුර 2

Power amp එකේ transistor එක හරහා amps ගණනක current එකක් ගලනවා. ඒ නිසා transistor එක ඇතුළේම watts ගණනක් රස්නය විදියට නාස්ති වෙනවා ( $P_T = V_{CE} I_C$ ). ඒ රස්නය එළියට දාන්න ලොකු junction area එකක් තියෙන transistor එකක් සහ heat sink එකක් ඕනේ. නැත්නම් transistor එක පිච්චිලා යනවා.

පිළිතුර 3

Ideal එක supply එකෙන් ගන්න power එකෙන් 100% ම load එකට දෙනවා. Practical එකේ resistors සහ transistor ටිකක් power රස්නය විදියට නාස්ති කරන නිසා load එකට යන්නේ ඊට වඩා අඩු ප්‍රමාණයක්.

02 · Classification of Output Stages · Slides 4, 5, 48

Classes: conduction angle එකෙන් බෙදන හැටි

Slide 4 රූපය: input එක sine wave එකක් වුණාම transistor එකේ collector current (i_C) එක එක class එකේ පේන හැටි. Wave එකේ ශුන්‍ය නොවන කොටස දිග වෙන තරමට conduction angle එක ලොකුයි.

Output stages (load එකට කෙලින්ම සම්බන්ධ අන්තිම කොටස) classes වලට බෙදන්නේ, input එකට sine wave එකක් දුන්නාම collector current waveform එක පේන හැටි අනුව. ඒ කියන්නේ: "එක cycle එකකින් කොච්චර කාලයක් transistor එක ON වෙලා current ගලවනවද?"

මේකට කියන නම conduction angle (θ) (cycle එකේ 360° න් transistor එක current ගලවන අංශක ගණන).

Analog classes: A, B, AB, C

Slide 4 එකේ පළවෙනි කාණ්ඩය Analog power amplifiers. මේවායේ transistor එක linear විදියට (input එකට සමානුපාතිකව) වැඩ කරනවා. වෙනස තියෙන්නේ conduction angle එකේ විතරයි. ඒක තීරණය කරන්නේ bias (signal එක නැති වෙලාවේ transistor එකට දෙන DC current එක) එකෙන්.

Class	Conduction angle	සරලව
A	$\theta = 2\pi$ (360°)	හැම වෙලාවෙම ON. Bias එක මැද.
B	$\theta = \pi$ (180°)	Half cycle එකක් විතරයි ON. Bias එක cut-off එකේ.
AB	$\pi < \theta < 2\pi$	180° ට ටිකක් වැඩියි. පොඩි bias එකක්.
C	$\theta < \pi$	180° ට අඩුයි. Cut-off එකටත් පහළින් bias කරලා.
D සිට T	N/A	ON-OFF switching (non-linear). Conduction angle අදාළ නෑ.

මතක තියාගන්න රීතිය: conduction angle එක අඩු වෙන තරමට efficiency වැඩියි, ඒත් distortion (wave එකේ හැඩය වෙනස් වීම) වැඩියි. Transistor එක OFF වෙලා තියෙන වෙලාවේ ඒකේ current නෑ, ඉතින් power නාස්තියකුත් නෑ.

Widget එකේ η එක ගණනය කරන්නේ load එක inductor/transformer එකකින් feed කරලා, full swing එකක් තියෙනවා කියලා (සම්මත theory එක: $\eta = \dfrac{\theta - \sin\theta}{4\left[\sin(\theta/2) - (\theta/2)\cos(\theta/2)\right]}$ ). θ = 360° → 50%, θ = 180° → 78.5%, θ → 0 → 100%. ඒක slide 49 එකේ efficiency curve එකම තමයි.

PWM driven (switching) classes

Slide 5 එකේ දෙවෙනි කාණ්ඩය PWM driven power amplifiers. මේවා digital circuits සහ PWM (Pulse Width Modulation: pulse එකේ පළල signal එක අනුව වෙනස් කරන ක්‍රමය) පාවිච්චි කරලා transistor එක "fully ON" සහ "fully OFF" අතරේ දිගටම switch කරනවා. Switch එකක් ON වෙලා තියෙද්දී voltage එක ශුන්‍යයට ළඟයි, OFF වෙලා තියෙද්දී current එක ශුන්‍යයි. ඉතින් $P = V \times I$ හැම වෙලාවෙම ශුන්‍යයට ළඟයි. ඒ නිසා efficiency 90% ට වඩා වැඩියි.

⚠ සැලකිය යුතුයි: Slide 5 එකේ PWM list එකට Class G දාලා තියෙනවා, E සහ H නෑ. ඒත් slide 44 එකම කියනවා G සහ H කියන්නේ class AB එකේ දියුණු කිරීම් (supply rail එක මාරු කරන analog amplifiers) කියලා. ඒවා PWM switching amplifiers නෙවෙයි. Class E සහ F switching (බොහෝ විට RF) amplifiers. Exam එකේ: switching කාණ්ඩය = D, E, F, I, S, T. G, H = AB + supply ස්විච් කිරීම.

⚠ සැලකිය යුතුයි: Slide 48 වගුවේ Class C "slightly less than 180°" කියලා තියෙනවා. Class C වල conduction angle එක සාමාන්‍යයෙන් 180° ට ගොඩක් අඩුයි (90° හෝ ඊට අඩු). "ටිකක් අඩුයි" කියලා ලිව්වොත් class AB/B එක්ක පැටලෙනවා. හරි definition එක: $\theta < \pi$ .

පුහුණු ප්‍රශ්න · 2

Amplifier එකක transistor එක එක cycle එකකින් 200° ක් conduct කරනවා. මේක මොන class එකද? 120° නම්?
Class A ට වඩා class B efficient ඇයි කියලා conduction angle එක පාවිච්චි කරලා පැහැදිලි කරන්න.
Switching amplifier එකක transistor එකේ power dissipation එක ශුන්‍යයට ළඟ ඇයි?

පිළිතුර 1

200°: 180° < 200° < 360° → Class AB.
120°: 120° < 180° → Class C.

පිළිතුර 2

Class A එකේ θ = 360°. Signal එක නැති වෙලාවෙත් transistor එක හරහා $I_{CQ}$ ගලනවා, ඉතින් ඒ වෙලාවෙත් power නාස්ති වෙනවා. Class B එකේ θ = 180°. Signal එක නැත්නම් current එකත් නෑ, හැම transistor එකක්ම cycle එකෙන් භාගයක් OFF. Current ගලන්නේ load එකට power යවන වෙලාවේ විතරයි. ඒ නිසා නාස්තිය අඩුයි, efficiency වැඩියි (25–50% → 78.5%).

පිළිතුර 3

Transistor එකේ power $P = V_{CE} \times I_C$ . Fully ON වෙද්දී $V_{CE} \approx 0$ , fully OFF වෙද්දී $I_C = 0$ . දෙකම එකවර ලොකු වෙන වෙලාවක් නැති තරම් (switching වෙන මොහොත විතරයි). ඒ නිසා $P \approx 0$ .

03 · Amplifier Power Dissipation · Efficiency · Slides 6–7

Power කොහෙද යන්නේ? Dissipation සහ efficiency η

Slide 6 circuit එක (load එකත් එක්ක). Supply එකෙන් එන

I_{CC}

කොටස් වලට බෙදිලා resistors සහ transistor හරහා යනවා. ඒ හැම තැනකම පොඩි power ප්‍රමාණයක් රස්නය වෙනවා.

Ptot = P1 + P2 + PC + PT + PE

Supply එක දෙන මුළු power එක $V_{CC} I_{CC}$ . ඒකෙන් කොටසක් circuit එක ඇතුළෙම නාස්ති වෙනවා:

P_{tot} = P_1 + P_2 + P_C + P_T + P_E

කොටස	Power	සරලව
$R_1$	$P_1 = I_1^2 R_1$	Bias divider එකේ උඩ resistor එක
$R_2$	$P_2 = I_2^2 R_2$	Bias divider එකේ යට resistor එක
$R_C$	$P_C = I_{CQ}^2 R_C$	Collector resistor එක
Transistor	$P_T = I_{CQ}^2 R_T = V_{CEQ} I_{CQ}$	$R_T$ = transistor එකේ "සමාන resistance" එක $V_{CEQ}/I_{CQ}$
$R_E$	$P_E = I_{EQ}^2 R_E$	Emitter resistor එක

Supply එකෙන් ගන්න මුළු power එකෙන් මේ $P_{tot}$ අඩු කළාම ඉතුරු වෙන්නේ ඇත්තටම load එකට යන power එක, ඒ කියන්නේ output power:

P_o = V_{CC} I_{CC} - P_{tot}

Efficiency η

DC supply එකෙන් එන power එක කොටස් දෙකකට බෙදෙනවා: load එකට යන ac power එක සහ රස්නය. η කියන්නේ ප්‍රයෝජනවත් කොටසේ ප්‍රතිශතය.

Power amp එකක figure of merit (හොඳද නරකද කියලා මනින අගය) එක තමයි efficiency (η) (supply එකෙන් ගන්න power එකෙන් load එකට යන ප්‍රතිශතය). අර්ථ දැක්වීම:

\eta = \frac{\text{ac output power}}{\text{dc input power}} \times 100\% = \frac{P_o(ac)}{P_i(dc)} \times 100\%

සමහර amplifier configurations වල efficiency අනිත් ඒවාට වඩා ගොඩක් වැඩියි. Application එකකට මොන power amp එකද ගන්න ඕනේ කියලා තීරණය කරද්දී ප්‍රධානම සලකා බැලීම මේක. Battery එකෙන් වැඩ කරන phone එකක, η අඩු වුණොත් battery එක ඉක්මනට ඉවර වෙනවා, phone එක රත් වෙනවා.

පුහුණු ප්‍රශ්න · 3

Slide 6 circuit එකේ $V_{CC} = 12$ V, $R_1 = 10$ kΩ, $I_1 = 1$ mA, $R_2 = 2.2$ kΩ, $I_2 = 0.9$ mA, $R_C = 1$ kΩ, $I_{CQ} = 5$ mA, $R_E = 200$ Ω, $I_{EQ} = 5.1$ mA. Signal එකක් නැති වෙලාවේ $P_1, P_2, P_C, P_E, P_T$ සහ $P_{tot}$ හොයන්න. ඒක $V_{CC} I_{CC}$ ට සමානද?
Amplifier එකක් supply එකෙන් 20 W ගන්නවා, load එකට 5 W දෙනවා. η කීයද? රස්නය වෙන්නේ කීයද?

පිළිතුර 1

$P_1 = I_1^2 R_1 = (1\text{ mA})^2 (10\text{ k}\Omega) = 10\ \text{mW}$
$P_2 = (0.9\text{ mA})^2 (2.2\text{ k}\Omega) = 1.78\ \text{mW}$
$P_C = (5\text{ mA})^2 (1\text{ k}\Omega) = 25\ \text{mW}$
$P_E = (5.1\text{ mA})^2 (200\ \Omega) = 5.2\ \text{mW}$
Transistor: $V_E = 5.1\text{ mA} \times 200 = 1.02$ V, $V_C = 12 - 5 = 7$ V, ඉතින් $V_{CEQ} = 7 - 1.02 = 5.98$ V. $P_T = V_{CEQ} I_{CQ} = 5.98 \times 5\text{ mA} \approx 30\ \text{mW}$
$P_{tot} = 10 + 1.78 + 25 + 5.2 + 30 = 72.0\ \text{mW}$
Supply: $I_{CC} = I_1 + I_{CQ} = 1 + 5 = 6$ mA, $V_{CC} I_{CC} = 12 \times 6\text{ mA} = 72\ \text{mW}$ . සමානයි. Signal එකක් නැති නිසා $P_o = 0$ . Supply power එක ඔක්කොම රස්නය වෙනවා.

පිළිතුර 2

$\eta = \frac{P_o}{P_i} \times 100\% = \frac{5}{20} \times 100\% = \mathbf{25\%}$
රස්නය: $20 - 5 = \mathbf{15\ W}$ . (මේක class A RC amp එකක උපරිම efficiency එක, ඊළඟ කොටස් වලින් බලමු.)

04 · Class A Amplifier · Slides 8–10

Class A: හැම වෙලාවෙම ON

Slide 9: Common-emitter (voltage-divider bias) RC-coupled amplifier.

R_1, R_2

base එකට bias එක දෙනවා,

R_E

bias එක ස්ථාවර කරනවා,

C_E

ac වලට

R_E

short කරනවා,

C_{out}

හරහා

R_L

එකට signal එක යනවා.

Class A amplifier එකක් කියන්නේ, operating point එකයි input signal එකයි තෝරලා තියෙන්නේ output circuit එකේ current එක හැම වෙලාවෙම ගලන විදියට. Input sine wave එකේ 360° ම transistor එක ON. කවදාවත් cut-off (සම්පූර්ණයෙන් OFF) වෙන්නෙත් නෑ, saturation (සම්පූර්ණයෙන් ON, තවත් current වැඩි කරන්න බැරි තත්ත්වය) වෙන්නෙත් නෑ.

Operating point එක load line එකේ මැද

Slide 8 රූපය: Q point එක load line එකේ මැද තියෙනවා. Input එක (base current) උඩට පහළට යද්දී operating point එක Q වටේ load line එක දිගේ පැද්දෙනවා. Saturation එකටවත් cut-off එකටවත් යන්නේ නැති නිසා output wave එක සම්පූර්ණයි.

Bias එක දාලා තියෙන්නේ Q point එක load line (transistor එකට යා හැකි $i_C, v_{CE}$ අගයන් පෙන්වන සරල රේඛාව) එකේ මැදට. එතකොට signal එකට උඩටත් පහළටත් සමානව පැද්දෙන්න ඉඩ තියෙනවා. Output signal එක cycle එකේ 360° ම වෙනස් වෙනවා.

Class A වල වාසි

Highest linearity (output එක input එකේ හරියටම ලොකු කරපු පිටපතක්): transistor එක හැම වෙලාවෙම active region එකේ.
Low signal distortion: wave එකේ කිසිම කොටසක් කැපෙන්නේ නෑ, transistor දෙකක් අතර "මාරු වීමක්" නෑ.
Low ripple voltage: supply එකෙන් ගන්න current එක ආසන්න වශයෙන් නියතයි ( $I_{CQ}$ ), ඒ නිසා supply එකේ ripple අඩුයි.
Frequency compensation ඕනේ නෑ: සරල, ස්ථායී circuit එකක්.
Output switching transistor එක එකයි (BJT, FET, IGBT ...).

ලොකුම අවාසිය: Signal එක නැතිවත් $I_{CQ}$ දිගටම ගලනවා. ඒ නිසා efficiency එක ගොඩක් අඩුයි (උපරිම 25%). ඒක ඊළඟ කොටසින් ගණනය කරලා බලමු.

Characteristic curves සහ load lines

Slide 10:

i_B

අගයන් කිහිපයකට

i_C

–

v_{CE}

curves (අළු). DC load line එක (කොරල් පාට) සහ ac load line එක (cyan) දෙකම Q හරහා යනවා. Load එක capacitor එකකින් සම්බන්ධ කළාම ac වලට resistance එක අඩු නිසා ac load line එක වඩා බෑවුම්.

DC වලට capacitors open circuit. ඉතින් transistor එක දකින්නේ $R_C + R_E$ විතරයි. AC වලට capacitors short circuit. ඉතින් transistor එක දකින්නේ $r_c = R_C \parallel R_L$ ( $R_E$ bypass වෙලා). $r_c$ පොඩි නිසා ac load line එක බෑවුම වැඩියි. මේ line දෙකේ සමීකරණ ඊළඟ කොටසේ තියෙනවා.

පුහුණු ප්‍රශ්න · 4

Class A amplifier එකක Q point එක saturation එකට ළඟින් තිබ්බොත් ලොකු input එකකදී output wave එකට මොකද වෙන්නේ? රූපයක් අඳින්න.
Class A amp එකක low distortion සහ low efficiency දෙකම එකම හේතුවකින් එන්නේ කොහොමද?

පිළිතුර 1

Q point එක saturation එකට ළඟ නම්, $i_C$ වැඩි වෙන පැත්තට ඉඩ අඩුයි. Input එක ලොකු වුණාම $i_C$ wave එකේ උඩ කොටස saturation එකේදී කැපෙනවා (clipping). $v_{CE}$ wave එකේ ඒක පේන්නේ පහළ කොටස කැපිලා ( $v_{CE}$ ශුන්‍යයට ළඟ වෙලා නවතිනවා).

පිළිතුර 2

Transistor එක හැම වෙලාවෙම ON (360° conduction) කරලා තියෙන්නේ ලොකු $I_{CQ}$ bias current එකකින්. ඒ නිසා wave එකේ කිසිම කොටසක් කැපෙන්නේ නෑ: low distortion. ඒත් ඒ $I_{CQ}$ එක signal එක නැති වෙලාවෙත් ගලනවා, $V_{CEQ} I_{CQ}$ power එක දිගටම රස්නය වෙනවා: low efficiency. ඒ දෙකම එකම bias decision එකේ ප්‍රතිඵල.

05 · DC Input Power · AC Output Power · Slides 11–13

Class A: Pi(dc), Po(ac) සහ 25% සීමාව

(a) DC වලදී supply එකෙන් එන current එක. (b) AC වලදී capacitors short,

V_{CC}

ground. Collector එකට පේන්නේ

r_C = R_C \parallel R_L

.

DC input power Pi(dc)

Amplifier එක power supply එකෙන් අදින මුළු dc power එක:

P_i(dc) = V_{CC} I_{CC}, \qquad I_{CC} = I_{CQ} + I_1

සාමාන්‍යයෙන් bias divider current එක collector current එකට වඩා ගොඩක් අඩුයි ( $I_{CQ} \gg I_1$ ). ඉතින් $I_{CC} \approx I_{CQ}$ :

P_i(dc) = V_{CC} I_{CQ}

මේ සමීකරණය power amplifier analysis ගොඩකට වලංගුයි. Ideal amplifier එකක Q point එක හරියටම මැද, ඒ කියන්නේ $V_{CEQ} = V_{CC}/2$ . එතකොට $V_{CC} = 2V_{CEQ}$ :

P_i(dc) = 2 V_{CEQ} I_{CQ}

මතක තියාගන්න: $P_i(dc)$ signal එක මත රඳා පවතින්නේ නෑ. Class A එකේ supply එකෙන් ගන්න power එක signal එක තිබුණත් නැතත් එකමයි.

AC output power Po(ac)

Load එකට යන ac power එක rms අගයන්ගෙන්:

P_o(ac) = i_{c(rms)}\, v_{o(rms)} = \frac{v_{o(rms)}^2}{R_L}

Slide 12 අහනවා "මේ සමීකරණ වලින් උපරිම ac power එක හොයන්නේ කොහොමද? HOW??" උත්තරය: load line එකේ උපරිම swing එක ගන්න. Q point එක මැද තියෙද්දී $v_{CE}$ ට $V_{CEQ}$ තරම් උඩටත් පහළටත් යන්න පුළුවන්, $i_C$ ට $I_{CQ}$ තරම්. ඉතින් peak අගයන් $V_{CEQ}$ සහ $I_{CQ}$ , rms අගයන් $V_{CEQ}/\sqrt{2}$ සහ $I_{CQ}/\sqrt{2}$ :

P_o(ac)_{max} = \left(\frac{V_{CEQ}}{\sqrt{2}}\right)\left(\frac{I_{CQ}}{\sqrt{2}}\right) = \frac{1}{2} V_{CEQ} I_{CQ} = \frac{V_{PP}^2}{8 R_L}

අන්තිම රූපය එන්නේ $V_{PP} = 2V_{CEQ}$ සහ $I_{CQ} = V_{CEQ}/R_L$ දැම්මාම: $\dfrac{(2V_{CEQ})^2}{8R_L} = \dfrac{V_{CEQ}^2}{2R_L} = \dfrac{1}{2}V_{CEQ}I_{CQ}$ .

Load line සමීකරණ

Slide 13 රූප. DC load line එකේ අන්ත දෙක

V_{CC}

න් හොයනවා. AC load line එක Q හරහා

-1/r_C

බෑවුමෙන් යනවා.

\text{DC: } I_{C(sat)} = \frac{V_{CC}}{R_C + R_E}, \quad V_{CE(off)} = V_{CC}

\text{AC: } I_{C(sat)} = I_{CQ} + \frac{V_{CEQ}}{r_C}, \quad V_{CE(off)} = V_{CEQ} + I_{CQ}\, r_C, \quad r_C = R_C \parallel R_L

ac load line එක ඇත්තටම signal එක යන පාර. ඉතින් උපරිම swing එක තීරණය කරන්නේ ac load line එක. Q point එක ac load line එකේ මැදට ගත්තොත් තමයි උපරිම, සමමිතික swing එකක් ලැබෙන්නේ.

Efficiency η_max = 25% ඇයි?

\eta_{max} = \frac{P_o(ac)}{P_i(dc)} \times 100\% = \frac{\tfrac{1}{2} V_{CEQ} I_{CQ}}{2 V_{CEQ} I_{CQ}} \times 100\% = \mathbf{25\%}

ඒ කියන්නේ හොඳම අවස්ථාවේදීත් supply එකෙන් ගන්න power එකෙන් 75% ක් amplifier එක ඇතුළෙම රස්නය වෙනවා (බොහෝ විට transistor එකේ සහ $R_C$ එකේ). Slide 12 එකේ "Why??" එකට උත්තරය මේකයි: signal එක නැතිවත් $I_{CQ}$ ගලන නිසා supply power එකෙන් වැඩි කොටසක් amplifier එකම පාවිච්චි කරනවා.

⚠ සැලකිය යුතුයි: 25% එන්නේ විශේෂ අවස්ථාවකට විතරයි: load එක $R_C$ ම (series-fed, capacitor එකක් නැතුව), $R_E = 0$ , Q point එක හරියටම මැද, swing එක සම්පූර්ණයි. Slide 9 එකේ වගේ $R_L$ capacitor එකකින් සම්බන්ධ කරපු RC-coupled circuit එකක ac power එකෙන් කොටසක් $R_C$ එකටත් යනවා, bias resistors වලත් power නාස්ති වෙනවා. ඉතින් ඇත්ත efficiency එක 25% ට වඩා ගොඩක් අඩුයි (ඊළඟ කොටසේ උදාහරණයේ 6.5%, Floyd circuit එකේ 1% වගේ).

Series-fed class A: $V_{CC} = 20$ V, load $R_C = 20\ \Omega$ , ඉතින් $I_{C(sat)} = 1$ A. වම් පැත්තේ load line එක සහ swing එක, දකුණු පැත්තේ $i_C(t)$ . Q එක මැදට (0.5 A) දාලා swing එක 0.5 A ට ගත්තාම තමයි 25% ලැබෙන්නේ. Swing එක ඊට වැඩි කළොත් wave එක කැපෙනවා.

පුහුණු ප්‍රශ්න · 5

Series-fed class A amp එකක $V_{CC} = 24$ V, $R_C = R_L = 16\ \Omega$ , Q point එක මැද. $I_{CQ}$ , $P_i(dc)$ , උපරිම $P_o(ac)$ සහ η_max හොයන්න.
$R_C = 1$ kΩ, $R_L = 1$ kΩ, $I_{CQ} = 6$ mA, $V_{CEQ} = 6$ V. AC load line එකේ $I_{C(sat)}$ සහ $V_{CE(off)}$ හොයන්න.
Slide 11 එකේ $P_i(dc) = 2V_{CEQ}I_{CQ}$ සමීකරණය හැම වෙලාවෙම නිවැරදිද?

පිළිතුර 1

Q මැද: $V_{CEQ} = V_{CC}/2 = 12$ V, $I_{CQ} = V_{CEQ}/R_C = 12/16 = 0.75$ A
$P_i(dc) = V_{CC} I_{CQ} = 24 \times 0.75 = \mathbf{18\ W}$
$P_o(ac)_{max} = \tfrac{1}{2} V_{CEQ} I_{CQ} = \tfrac{1}{2}(12)(0.75) = \mathbf{4.5\ W}$ (නැත්නම් $V_{PP}^2/8R_L = 24^2/128 = 4.5$ W)
$\eta = 4.5/18 = \mathbf{25\%}$

පිළිතුර 2

$r_C = R_C \parallel R_L = 1\text{k} \parallel 1\text{k} = 500\ \Omega$
$I_{C(sat)} = I_{CQ} + V_{CEQ}/r_C = 6\text{ mA} + 6/500 = 6 + 12 = \mathbf{18\ mA}$
$V_{CE(off)} = V_{CEQ} + I_{CQ} r_C = 6 + (6\text{ mA})(500) = 6 + 3 = \mathbf{9\ V}$
Q එක (6 V, 6 mA) ac load line එකේ මැද නෙවෙයි (cut-off පැත්තට 3 V විතරයි ඉඩ). ඉතින් සමමිතික උපරිම swing එක 3 V peak.

පිළිතුර 3

නෑ. $P_i(dc) = V_{CC}I_{CQ}$ තමයි සාමාන්‍ය සමීකරණය. $2V_{CEQ}I_{CQ}$ ලැබෙන්නේ $V_{CEQ} = V_{CC}/2$ (Q මැද, ideal) වුණොත් විතරයි. Slide 11 එකත් "for the ideal amplifier" කියලා ඒ කොන්දේසිය කියනවා.

06 · Questions – Class A · Slides 14, 20

Class A උදාහරණ දෙක

උදාහරණය 1: Base bias, RC = 20 Ω

Slide 14 circuit එක:

R_B = 1

kΩ හරහා base bias, collector එකේ

R_C = 20\ \Omega

, β = 25. Input එකෙන් base current එකට 10 mA peak ac කොටසක් එනවා.

ප්‍රශ්නය: Base current එකේ 10 mA peak ac කොටසක් ඇති කරන input එකකට, input power $P_i(dc)$ , output power $P_o(ac)$ , efficiency η හොයන්න.

⚠ සැලකිය යුතුයි: Slide 14 එකේ ප්‍රශ්නයේ දෙවෙනි භාගය Symbol font එකකින් ලියලා තියෙන නිසා ග්‍රීක අකුරු වගේ පේනවා ("οφ τηε αμπλιφιερ ..."). ඇත්ත වාක්‍යය: "of the amplifier circuit for an input voltage that results in a base current of 10 mA peak".

පියවර 1: DC bias (Q point)

I_{BQ} = \frac{V_{CC} - V_{BE}}{R_B} = \frac{20 - 0.7}{1\ \text{k}\Omega} = 19.3\ \text{mA}

I_{CQ} = \beta I_B = 25 \times 19.3\ \text{mA} = 482.5\ \text{mA} \approx 0.48\ \text{A}

V_{CEQ} = V_{CC} - I_C R_C = 20 - (0.48)(20) = 10.4\ \text{V}

පියවර 2: Load line අන්ත

I_{C(sat)} = \frac{V_{CC}}{R_C} = \frac{20}{20} = 1\ \text{A}, \qquad V_{CE(cutoff)} = V_{CC} = 20\ \text{V}

Q point එක load line එකේ ආසන්න වශයෙන් මැද.

i_C

swing එක ±250 mA, ඒක 0 සහ 1 A අතරේ තියෙන නිසා clipping නෑ.

පියවර 3: AC output

I_{C(peak)} = \beta I_{b(peak)} = 25 \times 10\ \text{mA} = 250\ \text{mA peak}

P_o(ac) = \frac{I_{C(peak)}^2}{2} R_C = \frac{(250 \times 10^{-3})^2}{2}(20\ \Omega) = \mathbf{0.625\ W}

පියවර 4: DC input සහ η

P_i(dc) = V_{CC} I_{CQ} = (20)(0.48) = \mathbf{9.6\ W}

\eta = \frac{P_o(ac)}{P_i(dc)} \times 100\% = \frac{0.625}{9.6} \times 100\% = \mathbf{6.5\%}

25% ට වඩා ගොඩක් අඩුයි මොකද input එක load line එකේ කොටසක් විතරයි පාවිච්චි කරන්නේ (±0.25 A, ±0.48 A ක් නෙවෙයි). Swing එක උපරිම කළොත් $P_o \approx \tfrac{1}{2}(0.48)^2(20) = 2.3$ W, η ≈ 24%.

උදාහරණය 2: Stages තුනක් සහිත class A (Darlington output)

Slide 20 circuit එක (Floyd).

Q_1

voltage gain stage එක (CE,

R_{E2}

bypass).

Q_2

–

Q_3

Darlington emitter follower එක: voltage gain ≈ 1, ඒත් current gain

\beta^2

, ඉතින් 8 Ω speaker එක

Q_1

ට බරක් නොවී drive කරනවා.

ප්‍රශ්නය: Voltage gain එක, power gain එක සහ efficiency එක හොයන්න.

⚠ සැලකිය යුතුයි: Slide 20 එකේ "Assume (හිස්) for all transistors" කියලා තියෙනවා. β අගය අතුරුදන් වෙලා. මුල් පොතේ (Floyd) තියෙන්නේ $\beta_{DC} = \beta_{ac} = 200$ . අපි ඒක පාවිච්චි කරමු.

පියවර 1: $Q_1$ bias සහ $r'_e$

V_B = \frac{R_2}{R_1 + R_2}V_{CC} = \frac{10}{66}(12) = 1.82\ \text{V}, \quad V_E = 1.82 - 0.7 = 1.12\ \text{V}

I_E = \frac{V_E}{R_{E1} + R_{E2}} = \frac{1.12}{628} = 1.78\ \text{mA}, \quad r'_e = \frac{25\ \text{mV}}{I_E} = \frac{25\text{ mV}}{1.78\text{ mA}} \approx 14\ \Omega

පියවර 2: Darlington stage එකේ input resistance ( $Q_1$ ට load එක)

Darlington එකේ β = $\beta^2$ = 40 000. Emitter එකට ac වලට පේන්නේ $R_{E3} \parallel R_L = 33 \parallel 8 = 6.44\ \Omega$ .

R_{in(base)} = \beta^2 (R_{E3} \parallel R_L) = 40\,000 \times 6.44 = 258\ \text{k}\Omega

R_{in(2)} = R_3 \parallel R_4 \parallel R_{in(base)} = 5.6\text{k} \parallel 22\text{k} \parallel 258\text{k} = 4.39\ \text{k}\Omega

පියවර 3: Voltage gain

R_c = R_C \parallel R_{in(2)} = 4.7\text{k} \parallel 4.39\text{k} = 2.27\ \text{k}\Omega

A_{v1} = \frac{R_c}{r'_e + R_{E1}} = \frac{2270}{14 + 68} = 27.7, \qquad A_{v2} \approx 1

A_v = A_{v1} A_{v2} \approx \mathbf{27.7}

පියවර 4: Power gain

R_{in} = R_1 \parallel R_2 \parallel \beta(r'_e + R_{E1}) = 56\text{k} \parallel 10\text{k} \parallel 16.4\text{k} = 5.59\ \text{k}\Omega

A_p = A_v^2 \frac{R_{in}}{R_L} = (27.7)^2 \frac{5590}{8} \approx \mathbf{5.36 \times 10^5}

පියවර 5: Efficiency

V_{out(pp)} = A_v V_{in(pp)} = 27.7 \times 50\ \text{mV} = 1.39\ \text{V pp}, \quad P_L = \frac{V_{pp}^2}{8R_L} = \frac{1.39^2}{64} = 30\ \text{mW}

V_{B2} = \frac{22}{27.6}(12) = 9.57\ \text{V}, \quad V_{E3} = 9.57 - 1.4 = 8.17\ \text{V}, \quad I_{CQ3} \approx \frac{8.17}{33} = 0.247\ \text{A}

P_{DC} \approx V_{CC} I_{CC} = 12 \times 0.25 = 3.0\ \text{W}, \qquad \eta = \frac{0.030}{3.0} \times 100\% \approx \mathbf{1\%}

$I_{CC}$ එකට $Q_3$ එකේ 0.247 A, $Q_1$ එකේ 1.8 mA, divider දෙකේ 0.6 mA විතර එකතු වෙනවා ≈ 0.25 A. $R_{E3}$ එකේ විතරක් $8.17 \times 0.247 = 2$ W රස්නය වෙනවා. ඒ නිසා තමයි ඒක 2 W resistor එකක්. Class A circuit එකක් ඇත්තටම කොච්චර අකාර්යක්ෂමද කියලා මේකෙන් පේනවා.

පුහුණු ප්‍රශ්න · 6

උදාහරණය 1 එකේ input එක වැඩි කරලා $I_{b(peak)}$ 19 mA කළොත් $P_o(ac)$ සහ η කීයද? Clipping වෙනවද?
උදාහරණය 2 එකේ speaker එක $Q_1$ collector එකට කෙලින්ම (capacitor එකකින්) සම්බන්ධ කළොත් gain එකට මොකද වෙන්නේ?

පිළිතුර 1

$I_{C(peak)} = 25 \times 19\text{ mA} = 475$ mA. Q = 482.5 mA, ඉතින් පහළට 482.5 − 475 = 7.5 mA ඉඩ තියෙනවා, උඩට 1000 − 482.5 = 517 mA. Clipping නෑ (ළඟයි).
$P_o(ac) = \frac{(0.475)^2}{2}(20) = 2.26\ \text{W}$
$P_i(dc)$ නොවෙනස්: 9.6 W. $\eta = 2.26/9.6 = \mathbf{23.5\%}$ . 25% ට ළඟයි.

පිළිතුර 2

එතකොට $Q_1$ ට පේන ac load එක $R_C \parallel 8\ \Omega \approx 8\ \Omega$ . $A_{v1} = 8/(14 + 68) \approx 0.1$ . Gain එක 27.7 සිට 0.1 දක්වා වැටෙනවා. ඒ නිසා තමයි අඩු resistance load එකක් drive කරන්න high input resistance, low output resistance තියෙන emitter follower (Darlington) එකක් මැදට දාන්නේ.

07 · Transformer-Coupled Class-A · Slides 15–19

Transformer-coupled class A: 50% දක්වා

Slides 15 සහ 18:

R_C

වෙනුවට transformer එකක primary එක. Load එක (speaker

R_L

) secondary එකේ. Primary winding එකේ dc resistance එක ආසන්න වශයෙන් ශුන්‍යයි.

Transformer-coupled class A amplifier එකක් output signal එක load එකට ගෙනියන්නේ transformer එකක් හරහා. මේකේ වාසි දෙකක් තියෙනවා: (1) collector resistor එකක් නැති නිසා dc power නාස්තිය අඩුයි, (2) turns ratio එකෙන් load එකේ impedance එක transistor එකට ගැළපෙන විදියට "පරිවර්තනය" කරන්න පුළුවන්.

Transformer සම්බන්ධතා

Slide 15 සමීකරණ. $N_1, N_2$ = primary/secondary turns, $V_1, V_2$ = voltages, $I_1, I_2$ = currents, $Z_1, Z_2$ = impedances ( $Z_2 = R_L$ ):

\frac{N_1}{N_2} = \frac{V_1}{V_2} = \frac{I_2}{I_1}, \qquad \left(\frac{N_1}{N_2}\right)^2 = \frac{Z_1}{Z_2} = \frac{Z_1}{R_L}

Voltage එක turns ratio එක අනුව, current එක ඊට විරුද්ධව. Impedance එක turns ratio එකේ වර්ගය අනුව. ඉතින් 8 Ω speaker එකක් 10:1 transformer එකකින් primary එකට පේන්නේ $100 \times 8 = 800\ \Omega$ වගේ. Transistor එකට ඒ 800 Ω load එක හොඳට drive කරන්න පුළුවන්. මේකට කියන්නේ impedance matching (source එකට සහ load එකට ගැළපෙන impedance එකක් ලබා දීම).

2V_CC swing: AC සහ DC operating characteristics

Primary එකේ dc resistance ≈ 0 නිසා dc load line එක

V_{CE} = V_{CC}

හරහා සිරස් රේඛාවක්, ඉතින්

V_{CEQ} \approx V_{CC}

. AC load line එක Q හරහා යනවා,

v_{CE}

0 සිට

2V_{CC}

දක්වාත්,

i_C

0 සිට

2I_{CQ}

දක්වාත් පැද්දෙන්න පුළුවන්.

Slide 18 පැහැදිලි කිරීම: base current එක වෙනස් වෙලා $I_C$ එක Q point එකට වඩා අඩු වෙද්දී transformer core එකේ magnetic flux (චුම්බක ක්ෂේත්‍රය) collapse වෙනවා (කඩා වැටෙනවා). ඒකෙන් primary winding එකේ induced emf (inductor එක විසින්ම හදන voltage එක) එකක් ඇති වෙලා collector voltage එක මොහොතකට supply එක මෙන් දෙගුණයක් ( $2V_{CC}$ ) දක්වා නඟිනවා. Collector voltage එක අවමයේදී collector current එක $2I_C$ දක්වා යනවා. Inductor එකක් current වෙනස් වෙන්න දෙන්නේ නැති නිසා, ඒක energy ගබඩා කරලා ආපහු දෙනවා කියලා හිතන්න.

η = 50% derivation

Slide 19. Collector voltage rms (peak-to-peak $2V_{CC} - 0$ ):

V_{CE(rms)} = \frac{V_{C(max)} - V_{C(min)}}{2\sqrt{2}} = \frac{2V_{CC} - 0}{2\sqrt{2}}

Collector current rms (peak-to-peak $2I_C - 0$ ):

I_{CE(rms)} = \frac{I_{C(max)} - I_{C(min)}}{2\sqrt{2}} = \frac{2I_C - 0}{2\sqrt{2}}

Load එකට යන rms power එක (ideal transformer එකක් නිසා primary එකේ power = secondary එකේ power):

P_{ac} = V_{CE(rms)} \times I_{CE(rms)} = \frac{2V_{CC}}{2\sqrt{2}} \times \frac{2I_C}{2\sqrt{2}} = \frac{2V_{CC} \cdot 2I_C}{8} = \frac{V_{CC} I_C}{2}

Supply එකෙන් ගන්න average power එක:

P_{dc} = V_{CC} \times I_C

\eta_{(max)} = \frac{P_{ac}}{P_{dc}} = \frac{2V_{CC}\,2I_C}{8V_{CC} I_C} \times 100\% = \mathbf{50\%}

RC-coupled එකේ 25% ට වඩා දෙගුණයක්. හේතුව: collector resistor එකක dc power නාස්ති වෙන්නේ නෑ, $v_{CE}$ swing එක $2V_{CC}$ දක්වා යනවා.

උපරිම load power සහ practical efficiency

Slide 16 පියවර:

P_S = V_{CC} I_{CC}

V_{PP} = V_{CE(max)} - V_{CE(min)}, \qquad V_{(P\text{-}P)max} = \frac{N_2}{N_1} V_{PP}

ඊට පස්සේ load power $P_L = V_{(P\text{-}P)max}^2 / (8R_L)$ , $\eta = P_L / P_S$ . ඇත්ත transformer-coupled class A amp එකක efficiency එක සාමාන්‍යයෙන් 40% ට අඩුයි. Slide 17 හේතු දෙකක් දෙනවා:

50% derivation එකේ $V_{CEQ} = V_{CC}$ කියලා උපකල්පනය කරනවා. ප්‍රායෝගිකව $R_E$ සහ winding resistance නිසා $V_{CEQ}$ සැමවිටම $V_{CC}$ ට වඩා ටිකක් අඩුයි. $V_{CE(min)}$ ත් ශුන්‍ය නෙවෙයි.
Transformer එකේ power losses තියෙනවා: copper loss (winding වයර් වල resistance නිසා රස්නය) සහ hysteresis loss (core එක නැවත නැවත magnetize වෙද්දී නාස්ති වෙන energy), eddy current loss. 50% derivation එකේ මේවා සලකන්නේ නෑ.

⚠ සැලකිය යුතුයි: Slide 17 එකේ "couple loss" කියලා තියෙනවා. හරි වචනය copper loss (I²R loss in the windings). Transformer losses: copper loss, hysteresis loss, eddy-current loss.

තවත් වාසියක්: Tuned amplifier

Transformer-coupled amp එකේ ප්‍රධාන වාසිය RC-coupled එකට වඩා වැඩි efficiency. තවත් වාසියක්: ඒක ලේසියෙන්ම communications වල ගොඩක් පාවිච්චි වෙන tuned amplifier (නිශ්චිත frequency පරාසයකට විතරක් නිශ්චිත power gain එකක් දෙන amplifier) එකක් බවට හරවන්න පුළුවන්. Primary එකට parallel capacitor එකක් දැම්මාම ඒක LC tank එකක් වෙනවා. Class C කොටසේදී මේ අදහස ආයෙත් එනවා.

පුහුණු ප්‍රශ්න · 7

8 Ω speaker එකක් 3:1 ( $N_1:N_2$ ) transformer එකකින් සම්බන්ධයි. Primary එකට පේන impedance එක කීයද?
Transformer-coupled class A amp එකක $V_{CC} = 10$ V, $I_{CC} = 0.15$ A, $V_{CE(max)} = 19$ V, $V_{CE(min)} = 1$ V, $N_1:N_2 = 3:1$ , $R_L = 8\ \Omega$ . $P_S$ , $V_{(P\text{-}P)max}$ , $P_L$ , η හොයන්න.
Transformer-coupled amp එකේ $v_{CE}$ එක $V_{CC}$ ට වඩා වැඩි වෙන්නේ කොහොමද?

පිළිතුර 1

Z_1 = \left(\frac{N_1}{N_2}\right)^2 R_L = 3^2 \times 8 = \mathbf{72\ \Omega}

පිළිතුර 2

$P_S = V_{CC} I_{CC} = 10 \times 0.15 = \mathbf{1.5\ W}$
$V_{PP} = 19 - 1 = 18$ V (primary)
$V_{(P\text{-}P)max} = (N_2/N_1)V_{PP} = (1/3)(18) = \mathbf{6\ V}$
$P_L = \frac{V_{(P\text{-}P)}^2}{8R_L} = \frac{6^2}{8 \times 8} = \mathbf{0.5625\ W}$
$\eta = 0.5625 / 1.5 = \mathbf{37.5\%}$ (40% ට අඩුයි, practical අගයක්)

පිළිතුර 3

Primary winding එක inductor එකක්. $i_C$ අඩු වෙද්දී flux එක collapse වෙලා induced emf එකක් supply voltage එකට එකතු වෙනවා ( $v = L\, di/dt$ ). ඒ නිසා collector voltage එක $V_{CC}$ ට උඩින් $2V_{CC}$ දක්වා යනවා. Resistor එකකට එහෙම energy ගබඩා කරන්න බැහැ.

08 · Class B Amplifier · Push-Pull Operation · Slides 21, 22, 25

Class B: transistor දෙකක්, භාගය බැගින්

Slide 22: complementary (එකිනෙකට ප්‍රතිවිරුද්ධ වර්ගයේ, npn සහ pnp) transistor දෙක emitter followers විදියට. Bases දෙකම input එකට, emitters දෙකම output එකට. Bias එකක් නෑ.

Class B amplifier එකක operating point එක characteristic එකේ එක අන්තයක (cut-off එකේ) තියෙනවා. ඒ නිසා quiescent power (signal එක නැති වෙලාවේ ගන්න power එක) ගොඩක් පොඩියි. එක transistor එකකින් output එක ලැබෙන්නේ input cycle එකෙන් භාගයකට (180°) විතරයි.

වැඩ කරන හැටි: Vi අනුව අවස්ථා තුන

Slide 22 transfer characteristic

v_O

vs

v_I

. මැද ±0.5 V පරාසයේ transistor දෙකම OFF, output ශුන්‍යයි. ඉන් එළියේ output එක input එකම (slope 1) 0.5 V කින් අඩුවෙලා. අන්තවලදී saturation.

$v_I = 0$ : $Q_N$ සහ $Q_P$ දෙකම cut off. $v_O = 0$ . Supply එකෙන් current ගන්නේ නෑ.
$v_I > 0.5$ V: $Q_N$ ON, $Q_P$ cut off. $Q_N$ emitter follower එකක්: $v_O = v_I - V_{BEN}$ . Current එක $+V_{CC}$ → $Q_N$ → $R_L$ → ground.
$v_I < -0.5$ V: $Q_P$ ON, $Q_N$ cut off. $v_O = v_I + V_{EBP}$ . Current එක ground → $R_L$ → $Q_P$ → $-V_{CC}$ .

⚠ සැලකිය යුතුයි: Slide 22 එකේ $Q_P$ ON වෙද්දී " $V_o = V_i - V_{BEP}$ " කියලා තියෙනවා. ඒක හරි වෙන්නේ $V_{BEP}$ negative අගයක් (≈ −0.7 V) විදියට ගත්තොත් විතරයි. වඩා පැහැදිලි ලිවීම: $v_O = v_I + V_{EBP}$ ( $V_{EBP} \approx +0.7$ V). Negative input එකකදී output එක input එකට වඩා 0.7 V කින් ඉහළින් (ශුන්‍යයට ළඟින්) තියෙනවා.

Push-pull: එකෙක් තල්ලු කරනවා, අනිකා අදිනවා

Slide 25: positive half එක

Q_N

(amber), negative half එක

Q_P

(cyan). Load එකේ දෙක එකතු වෙලා සම්පූර්ණ sine wave එක.

Push-pull (තල්ලු කිරීම සහ ඇදීම) operation එකේ output devices දෙකක් load එක drive කරනවා:

එක device එකක් load එක හරහා එක දිශාවකට current එක යවනවා (pushing).
අනිත් device එක ප්‍රතිවිරුද්ධ දිශාවට current එක ගෙනියනවා (pulling).
සාමාන්‍යයෙන් devices දෙක class B transistors දෙකක්: එකක් input එක positive වෙද්දී විතරක්, අනික negative වෙද්දී විතරක් conduct කරනවා.

Slide 25 එකේ තවත් ආකාරයක් තියෙනවා: resistor biasing ( $R_1, R_{B1}, R_{B2}, R_2$ ) සහ input capacitors $C_1, C_2$ එක්ක single-supply circuit එකක්. ඒක 13 වන කොටසේ විස්තරාත්මකව බලමු.

Even harmonics ගැන: transistor එකක් තනියම half-wave එකක් දෙද්දී ඒකේ ලොකු even harmonics (2f, 4f ... වගේ ඉරට්ටේ ගුණාකාර frequencies) තියෙනවා. Push-pull එකේ halves දෙක සමමිතික නිසා load එකේදී even harmonics එකිනෙක cancel වෙනවා. ඒ නිසා push-pull class B එකකින් transistor එකකට වැඩි output එකක්, අඩු distortion එකකින් ගන්න පුළුවන්.

⚠ සැලකිය යුතුයි: Slide 21 එකේ "Some amount of distortion in the circuit gives the more output per device because of there is no presence of the even harmonics" කියන වාක්‍යය පැටලිලා. හරි අදහස: push-pull සැකැස්ම even harmonics cancel කරන නිසා distortion අඩුයි, ඒ නිසා එක් device එකකින් වැඩි output power එකක් ගන්න පුළුවන්. Distortion එක output එක වැඩි කරන්නේ නෑ.

පුහුණු ප්‍රශ්න · 8

Class B push-pull (±12 V) එකට $v_I = 3$ V දුන්නාම $v_O$ කීයද? $v_I = -3$ V නම්? $v_I = 0.3$ V නම්? ( $V_{BE} = 0.5$ V ගන්න.)
Class B එකේ signal එක නැති වෙලාවේ supply එකෙන් ගන්න power එක කීයද? ඇයි?

පිළිතුර 1

$v_I = 3$ V: $Q_N$ ON → $v_O = 3 - 0.5 = \mathbf{2.5\ V}$
$v_I = -3$ V: $Q_P$ ON → $v_O = -3 + 0.5 = \mathbf{-2.5\ V}$
$v_I = 0.3$ V: 0.5 V ට අඩුයි, දෙකම OFF → $v_O = \mathbf{0}$ (dead band)

පිළිතුර 2

ආසන්න වශයෙන් ශුන්‍යයි. $v_I = 0$ වෙද්දී transistors දෙකම cut-off, collector currents නෑ, ඉතින් $P = V_{CC} \times 0 = 0$ . Class A එකේ වගේ quiescent current එකක් නෑ. ඒක තමයි class B එකේ ලොකුම වාසිය.

09 · Class B Power Dissipation · Slides 23–24

Class B: PL, PS, η = π/4 සහ PD_max

Slide 24 graph එක: transistors දෙකේ මුළු power dissipation

P_D

output amplitude එකට එදිරිව.

P_D

උපරිම වෙන්නේ full output එකේදී නෙවෙයි,

\hat V_o = 2V_{CC}/\pi

(≈ 0.64

V_{CC}

) වෙද්දී.

Load power PL

$\hat V_o$ = output sine එකේ peak අගය. Load එකට යන average power:

P_L = \frac{\left(\hat V_o / \sqrt{2}\right)^2}{R_L} = \frac{\hat V_o^2}{2R_L}

Supply power PS

එක එක supply එකෙන් එන්නේ half-wave rectified current එකක්. Half sine එකක average එක $\hat I/\pi$ ( $\hat I = \hat V_o/R_L$ ). Supply දෙකක් තියෙන නිසා:

P_S = 2 \times V_{CC} \times \frac{\hat V_o}{\pi R_L} = \frac{2\hat V_o}{\pi R_L} V_{CC}

Class A එකට වෙනස: මෙතන $P_S$ එක $\hat V_o$ ට සමානුපාතිකයි. Signal එක නැත්නම් supply power එකත් ශුන්‍යයි.

Power-conversion efficiency η

\eta = \frac{\text{Load power } (P_L)}{\text{Supply power } (P_S)} = \frac{\hat V_o^2 / 2R_L}{2\hat V_o V_{CC} / \pi R_L} = \frac{\pi \hat V_o}{4 V_{CC}}

η එක $\hat V_o$ එක්ක රේඛීයව වැඩි වෙනවා. උපරිම efficiency එක ලැබෙන්නේ $\hat V_o$ උපරිම වෙද්දී. ඒ උපරිමය $Q_N$ සහ $Q_P$ saturate වීමෙන් සීමා වෙනවා: $\hat V_{o(max)} = V_{CC} - V_{CE(sat)} \approx V_{CC}$ . ඉතින්:

\eta_{max} = \frac{\pi}{4} = \mathbf{78.5\%}

⚠ සැලකිය යුතුයි: Slide 23 එකේ "limited by the saturation of QN and QP to $V_{CC} - V_{CEsat} = V_{CC}$ " කියලා තියෙනවා. ඒක ගණිතමය වශයෙන් වැරදියි ( $V_{CE(sat)} \ne 0$ ). හරි ලිවීම: $\hat V_{o(max)} = V_{CC} - V_{CE(sat)} \approx V_{CC}$ . 78.5% කියන්නේ $V_{CE(sat)} \to 0$ කියලා ගත්තාම ලැබෙන theoretical උපරිමය.

Power dissipation PD සහ PDmax

Supply එකෙන් එන දේ load එකට නොයන කොටස transistors දෙකේ රස්නය වෙනවා:

P_D = P_S - P_L = \frac{2\hat V_o}{\pi R_L} V_{CC} - \frac{\hat V_o^2}{2R_L}

මේක $\hat V_o$ ගැන quadratic එකක් (යටිකුරු parabola එකක්). උපරිමය හොයන්න $dP_D/d\hat V_o = 0$ කරමු:

\frac{dP_D}{d\hat V_o} = \frac{2V_{CC}}{\pi R_L} - \frac{\hat V_o}{R_L} = 0 \;\Rightarrow\; \hat V_o = \frac{2V_{CC}}{\pi}

ඒ අගය $P_D$ ට ආදේශ කළාම:

P_{Dmax} = \frac{2V_{CC}}{\pi R_L}\cdot\frac{2V_{CC}}{\pi} - \frac{1}{2R_L}\left(\frac{2V_{CC}}{\pi}\right)^2 = \frac{4V_{CC}^2}{\pi^2 R_L} - \frac{2V_{CC}^2}{\pi^2 R_L} = \frac{2V_{CC}^2}{\pi^2 R_L}

එක transistor එකකට මේකෙන් භාගයක්: $V_{CC}^2/(\pi^2 R_L)$ . එතන efficiency එක $\eta = \dfrac{\pi}{4}\cdot\dfrac{2}{\pi} = 50\%$ .

⚠ සැලකිය යුතුයි: Slide 24 එකේ පහළ සූත්‍රය $P_{Dmax} = \dfrac{2V_{CC}^2}{\pi R_L}$ කියලා තියෙනවා. π² වෙන්න ඕනේ: $P_{Dmax} = \dfrac{2V_{CC}^2}{\pi^2 R_L}$ . එකම slide එකේ graph එකේ ලේබලය හරි (π²). Heat sink design කරන්නේ මේ අගයෙන්, ඉතින් π එකක් අඩු වුණොත් උත්තරය 3.14 ගුණයකින් වැරදියි.

පුහුණු ප්‍රශ්න · 9

±15 V class B push-pull එකක් 8 Ω load එකකට $\hat V_o = 12$ V දෙනවා. $P_L, P_S, \eta, P_D$ හොයන්න.
එම amplifier එකේ $P_{Dmax}$ සහ එය ඇති වන $\hat V_o$ හොයන්න. එක transistor එකකට heat sink එක design කරන්න ඕනේ කීයකටද?
Class B amp එකක output එක අඩු කළාම transistors රත් වීම අඩු වෙනවා කියලා යාළුවෙක් කියනවා. ඒක හැම වෙලාවෙම හරිද?

පිළිතුර 1

$P_L = \dfrac{\hat V_o^2}{2R_L} = \dfrac{144}{16} = \mathbf{9\ W}$
$P_S = \dfrac{2\hat V_o V_{CC}}{\pi R_L} = \dfrac{2(12)(15)}{\pi (8)} = \mathbf{14.32\ W}$
$\eta = \dfrac{\pi \hat V_o}{4V_{CC}} = \dfrac{\pi (12)}{60} = \mathbf{62.8\%}$ (check: 9/14.32 = 0.628 ✓)
$P_D = 14.32 - 9 = \mathbf{5.32\ W}$ (transistor එකකට 2.66 W)

පිළිතුර 2

$\hat V_o = 2V_{CC}/\pi = 30/\pi = \mathbf{9.55\ V}$
$P_{Dmax} = \dfrac{2V_{CC}^2}{\pi^2 R_L} = \dfrac{2(225)}{9.87 \times 8} = \mathbf{5.70\ W}$
Transistor එකකට: $5.70/2 = \mathbf{2.85\ W}$ . Heat sink එක design කරන්නේ මේකට (full output 12 V එකේ 2.66 W ට නෙවෙයි).

පිළිතුර 3

නෑ. $P_D$ උපරිම වෙන්නේ $\hat V_o = 0.64V_{CC}$ වෙද්දී. Full output එකේ ඉඳන් output එක 0.64 $V_{CC}$ දක්වා අඩු කරද්දී $P_D$ වැඩි වෙනවා. ඊට පහළට අඩු කළොත් විතරයි අඩු වෙන්නේ.

10 · Crossover Distortion · Slides 26–27

Crossover distortion සහ ඒක අඩු කරන හැටි

Slide 26: dashed = input. Amber =

Q_1

(npn) conducting, cyan =

Q_2

(pnp) conducting. Zero crossing එක ළඟ (රතු රවුම්) input එක

|V_{BE}|

ට අඩු නිසා දෙකම OFF.

ඇයි වෙන්නේ?

Bases වල dc voltage එක ශුන්‍ය නම්, signal එක නැතිවිට transistors දෙකම OFF. Transistor එකක් conduct කරන්න පටන් ගන්නේ input එක $V_{BE}$ (≈ 0.5–0.7 V) ඉක්මවූ පස්සේ.
ඒ නිසා input එකේ positive සහ negative alternations (භාග) අතර කිසිම transistor එකක් conduct නොකරන කාල පරාසයක් තියෙනවා.
ඒ නිසා output waveform එකේ zero crossing එක ළඟ ඇති වෙන "පැතලි" distortion එකට කියන්නේ crossover distortion.

Signal එක පොඩි වෙන තරමට මේක දරුණුයි. උදාහරණයක් විදියට 1 V peak signal එකකින් 0.6 V ක් dead band එකට නැති වෙනවා. Audio වල මේක ඇහෙන්නේ අඩු ශබ්දයේදී "රළු" ශබ්දයක් විදියට.

අඩු කිරීම 1: Op-amp එකක් සහ negative feedback

Slide 27: class B stage එක high-gain op-amp එකක negative-feedback loop එක ඇතුළේ. Op-amp එක output එක

v_I

ට සමාන කරන්න බලනවා.

Output එක op-amp එකේ inverting input එකට ආපහු දාලා තියෙනවා. Output එක input එකට වඩා අඩු නම් (dead band එකේ), op-amp එකේ output එක $A_0$ ගුණයකින් ලොකු වෙලා ඉක්මනින්ම transistor එකක් ON කරනවා. ප්‍රතිඵලය: ±0.5 V dead band එක $0.5/A_0$ දක්වා අඩු වෙනවා. $A_0 = 10^5$ නම් dead band එක 5 µV විතරයි.

\text{Dead band} = \pm\frac{0.5\ \text{V}}{A_0}

ඒත් ප්‍රශ්නයක් තියෙනවා: zero crossing එකේදී op-amp output එක ±0.5 V කින් (1 V ක්) ක්ෂණිකව පනින්න ඕනේ. Op-amp එකේ slew rate (output voltage එකට වෙනස් වෙන්න පුළුවන් උපරිම වේගය, V/µs) සීමිත නිසා ඉහළ frequencies වලදී transistors එකින් එක ON/OFF වෙන එක පේනවා. ඉතින් වඩා ප්‍රායෝගික විසඳුම class AB stage එක.

පුහුණු ප්‍රශ්න · 10

Class B stage එකක dead band එක ±0.6 V. Op-amp එකක් $A_0 = 2 \times 10^5$ එක්ක feedback loop එකක දැම්මාම dead band එක කීයද?
2 V peak signal එකක් class B ( $V_{BE} = 0.6$ V) එකකට දුන්නාම එක cycle එකකින් කොච්චර කාලයක් (අංශක වලින්) transistors දෙකම OFFද?

පිළිතුර 1

\text{Dead band} = \pm\frac{0.6}{2 \times 10^5} = \pm 3\ \mu\text{V}

පිළිතුර 2

OFF වෙන්නේ $|2\sin\theta| < 0.6$ වෙද්දී: $\sin\theta < 0.3$ → $\theta < \sin^{-1}(0.3) = 17.5^\circ$ .
එක zero crossing එකකට දෙපැත්තෙන් 17.5° බැගින් = 35°. Cycle එකක zero crossings දෙකක් → $2 \times 35^\circ = \mathbf{70^\circ}$ (cycle එකෙන් 19%).

11 · Class AB Amplifier · Slides 28–29

Class AB: පොඩි bias එකකින් dead band එක නැති කිරීම

Slide 29: bases දෙක අතරේ

V_{BB}

bias voltage එකක් (

V_{BB}/2

batteries දෙකක් විදියට). ඒකෙන් transistors දෙකම ටිකක් ON වෙලා quiescent current

I_Q

එකක් ගලනවා.

Class AB amplifier එකක් කියන්නේ class A සහ class B කියන අන්ත දෙක අතර වැඩ කරන එකක්. Bases දෙක අතරට $V_{BB}$ (≈ $V_{BEN} + V_{EBP}$ ) bias voltage එකක් දාලා, signal එක නැති වෙලාවෙත් transistors දෙකම conduction එකේ අද්දරින් තියාගන්නවා. ඒ නිසා පොඩි $v_I$ එකකටත් දෙකම conduct කරනවා, crossover distortion එක ආසන්න වශයෙන් සම්පූර්ණයෙන්ම නැති වෙනවා.

Output signal එක input sinusoid එකෙන් කොටසකට ශුන්‍යයි, ඒත් ඒ කොටස භාගයකට වඩා අඩුයි. ඒ කියන්නේ එක transistor එකකට 180° සිට 360° අතර conduction.
Class AB behavior එක linear, distortion එක 0.1% ට අඩුයි.
Quiescent current එක නිසා power dissipation එකෙන් රස්නය ඇති වෙනවා, ලොකු heat sink එකක් ඕනේ.

⚠ සැලකිය යුතුයි: Slide 28 එකේ class AB "low power efficiency ... average efficiency is less than 50%" කියලා තියෙනවා. Theory එකට අනුව class AB efficiency එක class A (50%) සහ class B (78.5%) අතර තියෙනවා. $I_Q$ පොඩි නිසා full output එකේදී ඒක 78.5% ට ගොඩක් ළඟයි. "50% ට අඩුයි" කියන්නේ සාමාන්‍ය music signal එකක (අඩු average level) ප්‍රායෝගික average efficiency එක. Exam එකේ: 50% < η_max < 78.5%.

Output voltage සහ currents

v_O = v_I + \frac{V_{BB}}{2} - V_{BEN}

$V_{BB}/2 \approx V_{BEN}$ නිසා $v_O \approx v_I$ : dead band එකක් නෑ. Output node එකේ KCL (node එකකට එන currents එකතුව = යන currents එකතුව):

i_N = i_P + i_L

$V_{BEN} + V_{EBP} = V_{BB}$ (නියතයි) කියන එකෙන් exponential I–V සම්බන්ධතාවය පාවිච්චි කරලා ( $i = I_S e^{v/V_T}$ ), currents දෙකේ ගුණිතය නියතයි:

i_N\, i_P = I_Q^2

ඉතින් $i_L$ ලොකු positive වෙද්දී $i_N$ ලොකු වෙනවා, $i_P$ පොඩි වෙනවා, ඒත් කවදාවත් ශුන්‍ය වෙන්නේ නෑ (cut off වෙන්නේ නෑ). Signal එක ලොකු වුණාම class B වගේ, පොඩි වුණාම class A වගේ.

Transfer characteristic

Slide 29 රූපය: class AB transfer characteristic එක origin හරහා කෙළින්ම යනවා.

පුහුණු ප්‍රශ්න · 11

Class AB stage එකක $I_Q = 2$ mA. Load current එක $i_L = 10$ mA වෙද්දී $i_N$ සහ $i_P$ හොයන්න.
$i_L = 0$ වෙද්දී $i_N$ සහ $i_P$ කීයද?

පිළිතුර 1

$i_N = i_P + 10$ සහ $i_N i_P = 4$ (mA²)
ආදේශ කළාම: $(i_P + 10)\,i_P = 4 \Rightarrow i_P^2 + 10 i_P - 4 = 0$
$i_P = \frac{-10 + \sqrt{100 + 16}}{2} = \frac{-10 + 10.77}{2} = \mathbf{0.385\ mA}$
$i_N = 0.385 + 10 = \mathbf{10.385\ mA}$ . $Q_P$ OFF වෙන්නේ නෑ, පොඩි current එකක් දිගටම තියෙනවා.

පිළිතුර 2

$i_N = i_P$ සහ $i_N i_P = I_Q^2$ → $i_N = i_P = I_Q = \mathbf{2\ mA}$ . ඒක තමයි quiescent current එකේ අර්ථය.

12 · Biasing the Class AB Circuit · Slides 30–31

V_BB හදන ක්‍රම දෙක: diodes සහ V_BE multiplier

Slide 30: නියත current

I_{BIAS}

එකක් diodes දෙකක් (

D_1, D_2

) හරහා යවනවා. Diodes දෙකේ voltage drop එක (≈ 2 × 0.7 V) තමයි

V_{BB}

.

ක්‍රමය 1: Diodes වලින් bias කිරීම

නියත current $I_{BIAS}$ එකක් diodes යුගලයක් ( $D_1, D_2$ ) හරහා යවනවා. Diode එකක් කියන්නේ base-emitter junction එකක් වගේම නිසා, එහි voltage drop එක $V_{BE}$ ට ආසන්නයි.
ලොකු power ප්‍රමාණයක් දෙන circuits වල output transistors large-geometry devices (junction area එක ලොකු transistors). Biasing diodes ලොකු වෙන්න ඕනේ නෑ.
Output devices $Q_N, Q_P$ වල junction area එක biasing diodes $D_1, D_2$ වලට වඩා n ගුණයක් නම්, output devices හරහා quiescent current එක:

I_Q = n\, I_{BIAS}

හේතුව: එකම $V_{BE}$ එකකට current එක junction area එකට සමානුපාතිකයි (current mirror එකක් වගේ).

වාසිය: thermal stabilization (උෂ්ණත්වය වෙනස් වුණත් $I_Q$ ස්ථාවරව තියාගැනීම). Transistors රත් වෙද්දී $V_{BE}$ අඩු වෙනවා (≈ −2 mV/°C). Bias එක නියත voltage එකක් නම් $I_Q$ වැඩි වෙලා, තවත් රත් වෙලා, thermal runaway (රස්නය → current → රස්නය චක්‍රය) එකක් වෙන්න පුළුවන්. Diodes ත් transistors ළඟම (එකම heat sink එකේ) තිබ්බොත් ඒවායේ drop එකත් එකම විදියට අඩු වෙලා $V_{BB}$ එක ස්වයංක්‍රීයව අඩු වෙනවා.

ක්‍රමය 2: V_BE multiplier

Slide 31: diodes වෙනුවට

Q_1

transistor එකක් සහ

R_1, R_2

.

R_1

හරහා තියෙන්නේ

Q_1

එකේ

V_{BE1}

. Collector-emitter හරහා තියෙන්නේ

V_{BB}

.

$R_1$ එක $Q_1$ එකේ base-emitter junction එකට parallel. ඉතින් $R_1$ හරහා voltage එක $V_{BE1}$ . $Q_1$ එකේ base current එක නොසලකා හැරියොත් එකම $I_R$ current එක $R_2$ හරහාත් යනවා:

I_R = \frac{V_{BE1}}{R_1}

V_{BB} = I_R (R_1 + R_2) = V_{BE1}\left(1 + \frac{R_2}{R_1}\right)

$\left(1 + \dfrac{R_2}{R_1}\right)$ කියන්නේ $V_{BE}$ multiplier factor එක: එක $V_{BE}$ එකක් මේ ගුණයෙන් "ගුණ" කරනවා. මේ ගුණකය designer ගේ පාලනයේ තියෙනවා. ඉතින් අවශ්‍ය $I_Q$ එක ලැබෙන්න ඕනේ $V_{BB}$ එක හරියටම set කරන්න පුළුවන් (diodes වලින් ලැබෙන්නේ 0.7 V ගුණාකාර විතරයි). $I_{BIAS}$ එකෙන් ඉතුරු කොටස ( $I_{C1}$ ) $Q_1$ හරහා යනවා.

පුහුණු ප්‍රශ්න · 12

$V_{BE}$ multiplier එකක $V_{BE1} = 0.6$ V, $R_1 = 1$ kΩ, $R_2 = 1.5$ kΩ. $I_R$ සහ $V_{BB}$ හොයන්න. $I_{BIAS} = 1$ mA නම් $I_{C1}$ කීයද?
Diode bias එකක output transistors වල area එක diodes වලට වඩා 10 ගුණයක්. $I_{BIAS} = 2$ mA. $I_Q$ කීයද?
$V_{BB} = 1.3$ V අවශ්‍යයි, $V_{BE1} = 0.65$ V, $R_1 = 2$ kΩ. $R_2$ කීයද?

පිළිතුර 1

$I_R = V_{BE1}/R_1 = 0.6/1\text{k} = \mathbf{0.6\ mA}$
$V_{BB} = 0.6\,(1 + 1.5/1) = 0.6 \times 2.5 = \mathbf{1.5\ V}$
$I_{C1} = I_{BIAS} - I_R = 1 - 0.6 = \mathbf{0.4\ mA}$

පිළිතුර 2

I_Q = n I_{BIAS} = 10 \times 2\ \text{mA} = \mathbf{20\ mA}

පිළිතුර 3

$1 + R_2/R_1 = V_{BB}/V_{BE1} = 1.3/0.65 = 2$
$R_2/R_1 = 1$ → $R_2 = \mathbf{2\ k\Omega}$

13 · Single-Supply Push-Pull · Darlington · Slides 32–35

Single-supply push-pull, ප්‍රශ්න සහ Darlington output

Slide 33: එක supply එකයි.

R_1 = R_2

නිසා emitters යා වෙන මැද node එක

V_{CC}/2

ට bias වෙනවා. Transistor එකකට

V_{CC}/2

බැගින්. Output එක 0 V නොවන නිසා

C_3

(සහ input එකේ

C_1, C_2

) dc block කරන්න ඕනේ.

Single-supply push-pull amplifier

Complementary symmetry transistors (ගුණාංග සමාන npn/pnp යුගලයක්) තියෙන push-pull amplifiers එක voltage source එකකින් වැඩ කරවන්න පුළුවන්. Circuit operation එක කලින් වගේමයි. වෙනස: bias එක set කරලා තියෙන්නේ output emitter voltage එක 0 V වෙනුවට $V_{CC}/2$ වෙන විදියට. Output එක 0 V ට bias වෙලා නැති නිසා, input සහ output දෙකටම capacitive coupling අවශ්‍යයි. ඒ නිසා:

එක transistor එකක් හරහා තියෙන dc voltage එක $V_{CEQ} = V_{CC}/2$ .
උපරිම ideal peak output voltage එක $V_{out(peak)} = V_{CEQ} = V_{CC}/2$ .
උපරිම ideal peak current එක $I_{c(sat)} = V_{CEQ}/R_L$ .

⚠ සැලකිය යුතුයි: Slide 33 එකේ "output emitter voltage to be VCC 2" කියලා තියෙනවා. Fraction එක නැති වෙලා: හරි එක $V_{CC}/2$ . ඒ වගේම "Because the output is not biased at zero volts," කියන වාක්‍යය අඩක් කැපිලා. ඉතුරු කොටස: "capacitive coupling for the input and output is necessary to block the bias voltage from the source and the load."

Dual supply (± $V_{CC}$ ) push-pull එකක් සඳහා: $V_{CEQ} = V_{CC}$ , $V_{out(peak)} \approx V_{CC}$ , $I_{c(sat)} = V_{CC}/R_L$ . Output එක 0 V නිසා $R_L$ කෙළින්ම සම්බන්ධ කරන්න පුළුවන්.

ප්‍රශ්නය 1 (Slide 32): ±20 V, RL = 150 Ω

ප්‍රශ්නය: Ideal maximum peak output voltage සහ current හොයන්න.

Dual supply, $R_1 = R_2$ නිසා output node එක 0 V. $V_{CEQ} = V_{CC} = 20$ V.
$V_{out(peak)} \approx V_{CEQ} = \mathbf{20\ V}$
$I_{c(sat)} = \frac{V_{CEQ}}{R_L} = \frac{20\ \text{V}}{150\ \Omega} = \mathbf{133\ mA}$
(අමතර) උපරිම load power: $P_L = \dfrac{V_p^2}{2R_L} = \dfrac{400}{300} = 1.33$ W

ප්‍රශ්නය 2 (Slide 34): +20 V single supply, RL = 50 Ω

ප්‍රශ්නය: Output voltage සහ current වල maximum ideal peak අගයන් හොයන්න.

Single supply, $R_1 = R_2$ : emitter node එක $V_{CC}/2 = 10$ V. $V_{CEQ} = V_{CC}/2 = 10$ V.
$V_{out(peak)} = V_{CEQ} = \mathbf{10\ V}$
$I_{c(sat)} = \frac{V_{CEQ}}{R_L} = \frac{10\ \text{V}}{50\ \Omega} = \mathbf{200\ mA}$
(අමතර) $P_L = \dfrac{10^2}{2 \times 50} = 1$ W. $C_3$ හරහා dc 10 V block වෙලා $R_L$ එකට යන්නේ ac විතරයි.

Darlington / Complementary Darlington (Sziklai) class AB

Slide 35: push-pull එකේ උඩ කොටස traditional Darlington (

Q_1, Q_2

), යට කොටස complementary Darlington (

Q_3, Q_4

). Output power transistors

Q_2

සහ

Q_4

දෙකම npn.

Complementary Darlington එකට Sziklai pair කියලත් කියනවා. සාමාන්‍ය Darlington pair එක වගේමයි, වෙනස complementary transistors (එක npn, එක pnp) පාවිච්චි කරන එක. Output power transistors දෙකම එකම වර්ගයේ (දෙකම npn හෝ දෙකම pnp) ගන්න ඕනේ කියලා තීරණය කළාම මේක පාවිච්චි කරනවා. හේතුව: ලොකු power pnp transistors npn වලට වඩා ගුණාත්මකභාවයෙන් අඩුයි, ගැළපෙන යුගල සොයාගන්න අමාරුයි.

Slide 35 circuit එක: class AB push-pull එකක් output power transistors npn දෙකකින් ( $Q_2$ සහ $Q_4$ ). උඩ කොටස traditional Darlington, යට කොටස complementary Darlington. Bias කරන්න diodes තුනක් ( $D_1, D_2, D_3$ ): උඩ පැත්තේ $V_{BE}$ දෙකකට (1.4 V) සහ යට පැත්තේ $V_{BE}$ එකකට (0.7 V). Darlington එක නිසා $\beta^2$ current gain එකක් ලැබෙනවා, ඉතින් driver stage එකට ඕනේ base current එක ගොඩක් අඩුයි.

පුහුණු ප්‍රශ්න · 13

Single-supply push-pull එකක $V_{CC} = 24$ V, $R_L = 8\ \Omega$ . Ideal $V_{out(peak)}$ , $I_{c(sat)}$ සහ උපරිම $P_L$ හොයන්න.
එම amplifier එක ±12 V dual supply එකකට මාරු කළොත් $V_{out(peak)}$ ට මොකද වෙන්නේ?
Slide 35 circuit එකට diodes තුනක් ඕනේ ඇයි?

පිළිතුර 1

$V_{CEQ} = V_{CC}/2 = 12$ V → $V_{out(peak)} = \mathbf{12\ V}$
$I_{c(sat)} = 12/8 = \mathbf{1.5\ A}$
$P_L = \dfrac{12^2}{2 \times 8} = \mathbf{9\ W}$

පිළිතුර 2

Dual supply එකේ $V_{CEQ} = V_{CC} = 12$ V, output එක 0 V වටේ ±12 V. ඉතින් $V_{out(peak)}$ 12 V ම. මුළු supply voltage එක (24 V) සමානයි, ඉතින් swing එකත් සමානයි. වෙනස: output capacitor එක ඕනේ නෑ.

පිළිතුර 3

උඩ Darlington එකේ base සිට output එකට $V_{BE}$ දෙකක් (Q₁ + Q₂ ≈ 1.4 V). යට Sziklai එකේ output එක සිට base එකට $V_{BE}$ එකක් (Q₃ ≈ 0.7 V). Crossover distortion නැති කරන්න ඕනේ මුළු $V_{BB} \approx 3 \times 0.7 = 2.1$ V. ඉතින් diodes තුනක්.

14 · Class C Amplifier · Slides 36–38

Class C: කෙටි current pulses

Slides 36 සහ 39: base එක

-V_{BB}

ට bias කරලා (cut-off එකටත් පහළින්). Input එකේ උච්චතම කොටස

V_{BB} + 0.7

V ඉක්මවූ විට විතරක් transistor එක ON. Collector එකේ parallel LC tank එකක්.

Class C amplifier එකක operating point එක තෝරලා තියෙන්නේ input sinusoid cycle එකෙන් භාගයකට වඩා වැඩි කාලයක් output current එක ශුන්‍ය වෙන විදියට. ඒ කියන්නේ conduction 180° ට අඩුයි. Base එකට negative bias ( $-V_{BB}$ ) එකක් දාලා තියෙන නිසා input එකේ ඉහළම කොටසේදී විතරයි transistor එක ON වෙන්නේ.

Output එක biased for operation at less than 180°. ඒක හරියට වැඩ කරන්නේ tuned (resonant) circuit එකක් එක්ක විතරයි. Tank එක resonant frequency එකට සම්පූර්ණ cycle එකක් දෙනවා.
Efficiency වැඩිම, ඒත් linearity අඩුම. Efficiency ≈ 80% (හෝ ඊට වැඩි), ඒත් output signal එක දරුණු ලෙස distort වෙනවා.
Audio distortion එක වැඩි නිසා class C පාවිච්චි කරන්නේ high frequency sine wave oscillators සහ RF amplifiers වල.

Power dissipation: ON කාලයේ සහ average

Slide 37: (a) input එකේ peak එකේදී විතරක් collector current pulse එකක්. (b) Ideal class C: transistor ON වෙද්දී

I_c = I_{c(sat)}

සහ

V_{ce} = V_{ce(sat)}

, OFF වෙද්දී

I_c = 0

,

V_{ce} = V_{CC}

.

Output එක load line එක සම්පූර්ණයෙන්ම පාවිච්චි කරනවා නම්, ON කාලයේදී උපරිම current amplitude එක $I_{c(sat)}$ , අවම voltage එක $V_{ce(sat)}$ . ඉතින් ON කාලයේ power dissipation:

P_{D(on)} = I_{c(sat)}\, V_{ce(sat)}

Transistor එක ON වෙන්නේ $t_{on}$ කෙටි කාලයකට විතරයි, cycle එකේ ඉතුරු කාලය OFF ( $P = 0$ ). ඉතින් සම්පූර්ණ cycle එකට average කළාම:

P_{D(avg)} = \left(\frac{t_{on}}{T}\right) P_{D(on)} = \left(\frac{t_{on}}{T}\right) I_{c(sat)} V_{ce(sat)}

$t_{on}/T$ කියන්නේ duty cycle (cycle එකෙන් ON කාලයේ කොටස). $V_{ce(sat)}$ පොඩියි, duty cycle එක පොඩියි. ඉතින් $P_{D(avg)}$ ගොඩක් පොඩියි. ඒ නිසා තමයි efficiency වැඩි.

ප්‍රශ්නය (Slide 38)

Class C amplifier එකක් 200 kHz signal එකකින් drive වෙනවා. Transistor එක 1 µs ක් ON වෙනවා, amplifier එක load line එකෙන් 100% ක් පාවිච්චි කරනවා. $I_{c(sat)} = 100$ mA සහ $V_{ce(sat)} = 0.2$ V නම් transistor එකේ average power dissipation එක කීයද?

Period: $T = \dfrac{1}{f} = \dfrac{1}{200\ \text{kHz}} = 5\ \mu\text{s}$
Duty cycle: $\dfrac{t_{on}}{T} = \dfrac{1\ \mu s}{5\ \mu s} = 0.2$
ON power: $P_{D(on)} = (100\ \text{mA})(0.2\ \text{V}) = 20\ \text{mW}$
$P_{D(avg)} = (0.2)(20\ \text{mW}) = \mathbf{4\ mW}$

$I_{c(sat)} = 100$ mA, $V_{ce(sat)} = 0.2$ V ලෙස ගෙන ගණනය කරනවා. 200 kHz, 72° දැම්මාම slide 38 උත්තරය (1 µs, 4 mW) ලැබෙනවා. Tank එක (violet) pulses වලින් energy අරන් සම්පූර්ණ sine එකක් දෙනවා.

පුහුණු ප්‍රශ්න · 14

Class C amp එකක් 1 MHz වල වැඩ කරනවා, $t_{on} = 0.1\ \mu$ s, $I_{c(sat)} = 2$ A, $V_{ce(sat)} = 0.3$ V. $P_{D(avg)}$ හොයන්න. Conduction angle එක කීයද?
Class C amplifier එකකට resistive load එකක් විතරක් දැම්මොත් output එක මොන වගේද? ඒක linear applications වලට නරක ඇයි?

පිළිතුර 1

$T = 1/1\ \text{MHz} = 1\ \mu$ s, duty $= 0.1/1 = 0.1$
$P_{D(on)} = 2 \times 0.3 = 0.6$ W
$P_{D(avg)} = 0.1 \times 0.6 = \mathbf{60\ mW}$
Conduction angle $= 0.1 \times 360^\circ = \mathbf{36^\circ}$

පිළිතුර 2

Resistive load එකක් විතරක් නම් output එක input sine එකේ පිටපතක් නෙවෙයි: කෙටි pulses පෙළක් (slide 37 රූපය). Signal එකේ හැඩය නැති වෙලා. ඒ නිසා resistively loaded class C එක linear applications වලට වැඩකට නෑ. ඒකට tank circuit එකක් ඕනේ (ඊළඟ කොටස).

15 · Class C Tuned Operation · Maximum Output Power · Slides 39–41

Tuned class C: tank එක sine wave එක ආපහු හදනවා

Slide 39 (b) output waveforms. ළිඳක ඔංචිල්ලාවක් වගේ: cycle එකකට එක පාරක් පොඩි තල්ලුවක් දුන්නාම ඒක සම්පූර්ණ පැද්දීමක් යනවා. Tank එක resonant frequency

f_r = 1/(2\pi\sqrt{LC})

එකේ පැද්දෙනවා.

Collector voltage එක (output) input එකේ පිටපතක් නොවන නිසා, resistively loaded class C amplifier එක තනියම linear applications වලට වැඩකට නෑ. ඒ නිසා class C amplifier එකක් parallel resonant circuit (tank) එකක් එක්ක පාවිච්චි කරනවා (slide 39 circuit එක, කලින් කොටසේ උඩ).

එක එක current pulse එකෙන් tank එකේ capacitor එක charge වෙනවා. ඊට පස්සේ transistor එක OFF වෙලා තියෙද්දී, energy එක capacitor එකයි inductor එකයි අතරේ ගලාගෙන ගිහින් සම්පූර්ණ sine cycle එකක් හදනවා. මේකට කියන්නේ flywheel effect (කලින් ලැබුණු තල්ලුවෙන් දිගටම කැරකෙන රෝදයක් වගේ). Losses පුරවන්න cycle එකකට එක pulse එකක් ඇති. Tank එක tune කරලා තියෙන්නේ input frequency එකටම (හෝ එහි harmonic එකකට, frequency multiplier එකක් හදන්න).

Maximum output power සහ efficiency

Slide 40: tank එක හරහා voltage එක peak-to-peak $\approx 2V_{CC}$ (collector voltage එක $V_{CC}$ වටේ 0 සිට $2V_{CC}$ දක්වා). Peak = $V_{CC}$ , rms = $0.707\,V_{CC}$ . ඉතින් උපරිම output power:

P_{out} = \frac{V_{rms}^2}{R_c} = \frac{(0.707\,V_{CC})^2}{R_c} = \frac{0.5\,V_{CC}^2}{R_c}

$R_c$ = resonance එකේදී collector tank circuit එකේ සමාන parallel resistance එක. ඒක coil resistance එකේ සහ load resistance එකේ parallel සංයෝජනය. සාමාන්‍යයෙන් අඩු අගයක්. Amplifier එකට supply කරන්න ඕනේ මුළු power එක:

P_T = P_{out} + P_{D(avg)}

\eta = \frac{P_{out}}{P_{out} + P_{D(avg)}}

$P_{out} \gg P_{D(avg)}$ වෙද්දී class C efficiency එක 1 (100%) ට ගොඩක් ළං වෙනවා.

වාසි, අවාසි සහ භාවිත

වාසි (Advantages)	අවාසි (Disadvantages)	භාවිත (Applications)
Efficiency ඉතා වැඩියි	Linearity අවමයි	RF oscillators
RF applications වලට ඉතා හොඳයි	Audio වලට සුදුසු නෑ	RF amplifiers
දෙන power එකට සාපේක්ෂව ප්‍රමාණය කුඩාම	RF interference ගොඩක් හදනවා	FM transmitters
	Ideal inductors, coupling transformers ලබාගැනීම අමාරුයි	Booster amplifiers
	Dynamic range අඩුයි	High frequency repeaters

FM transmitter එකක් class C ට හොඳයි මොකද FM signal එකේ තොරතුරු තියෙන්නේ frequency එකේ, amplitude එකේ නෙවෙයි. ඉතින් amplitude distortion එක ප්‍රශ්නයක් නෑ. AM, audio වගේ amplitude එකේ තොරතුරු තියෙන signals වලට class C නරකයි.

පුහුණු ප්‍රශ්න · 15

Tuned class C amp එකක $V_{CC} = 24$ V, $R_c = 100\ \Omega$ . කලින් ප්‍රශ්නයේ $P_{D(avg)} = 4$ mW නම් $P_{out}$ සහ η හොයන්න.
Tank එකේ $L = 10\ \mu$ H. 200 kHz වලට tune කරන්න $C$ කීයද?

පිළිතුර 1

$P_{out} = \frac{0.5\,V_{CC}^2}{R_c} = \frac{0.5 \times 576}{100} = \mathbf{2.88\ W}$
$\eta = \frac{2.88}{2.88 + 0.004} = \mathbf{0.9986 = 99.86\%}$

පිළිතුර 2

C = \frac{1}{(2\pi f)^2 L} = \frac{1}{(2\pi \times 200\times10^3)^2 \times 10\times10^{-6}} = \mathbf{63.3\ nF}

16 · Class D · Class E and F · Slides 42–43

Class D: PWM switching amplifier

Slide 42: audio sine එක high frequency triangle wave එකක් එක්ක comparator එකකින් සසඳලා PWM signal එකක් හදනවා. MOSFETs ඒක ±V අතර switch කරනවා. Low-pass filter එකෙන් switching frequency අයින් කරලා audio එක ආපහු ගන්නවා.

Class D audio amplifier එකක් මූලිකවම non-linear switching amplifier එකක්, නැත්නම් PWM amplifier එකක්. Theory එකට අනුව class D amplifiers වලට 100% efficiency ළඟා වෙන්න පුළුවන්. හේතුව: cycle එකක කිසිම වෙලාවක voltage සහ current waveforms overlap (එකවර දෙකම ශුන්‍ය නොවී තිබීම) වෙන්නේ නෑ. Current එක ඇදෙන්නේ ON වෙලා තියෙන transistor එක හරහා විතරයි, ඒකේ voltage drop එක ආසන්න වශයෙන් ශුන්‍යයි.

PWM: comparator එක මොකද කරන්නේ?

Slide 43 රූපය: triangle එක sine එකට වඩා ලොකු වෙද්දී comparator output එක HIGH. Sine එක උඩ තියෙද්දී pulses සිහින්, පහළ තියෙද්දී පළලයි. Pulses වල average එක sine එකේ (මෙතන inverted) හැඩය ගන්නවා.

Comparator එකට input දෙකක්: audio signal එක සහ audio එකට වඩා ගොඩක් වැඩි frequency එකක triangle wave එකක්. Output එක HIGH හෝ LOW විතරයි. ඒ pulses වල පළල (duty cycle) audio signal එකේ ක්ෂණික අගය අනුව වෙනස් වෙනවා. Low-pass filter එකක් (L සහ C) pulses වල average එක විතරක් speaker එකට යවනවා, ඒ average එක audio signal එකමයි.

Class D operation එක නිසා output circuit එක ඉතා කාර්යක්ෂමයි (ප්‍රායෝගිකව ≈ 90%). ඒ නිසා ලොකු power transistors සහ විශාල heat sinks නැතුවම high power output එකක් ගන්න පුළුවන්. ඒත් මේ efficiency වැඩිවීමට ගෙවන මිල: distortion ටිකක් වැඩිවීම සහ විශේෂයෙන් noise, EMI (electromagnetic interference: වේගවත් switching නිසා අවට circuits වලට බලපාන විද්‍යුත් චුම්බක ඝෝෂාව) ආකාරයෙන්.

Class E සහ F

Slide 43: E සහ F වැනි classes මූලිකවම class D එකේ දියුණු කිරීම්. වඩා සංකීර්ණ, වැඩිදියුණු කළ output filtering එකක් සහ PWM signal එකේ අමතර wave shaping (waveform එකේ හැඩය සකස් කිරීම) එකක් තියෙනවා. Class F amplifiers වලට infinite harmonic tuning (harmonics ඔක්කොටම tuned networks පාවිච්චි කිරීම) පාවිච්චි කළොත් 90% ට වඩා efficiency ගන්න පුළුවන්.

⚠ සැලකිය යුතුයි: Slide 43 එකේ E සහ F "prevent audio distortion" කරන class D enhancements විදියට විස්තර කරලා තියෙනවා. සම්මත පොත් වල Class E සහ F ප්‍රධාන වශයෙන් RF (radio frequency) switching amplifiers. Class E එකේ transistor එක switch වෙන්නේ ඒක හරහා voltage එක ශුන්‍ය වෙලා තියෙන මොහොතේ (zero-voltage switching) වෙන විදියට tuned load network එකක් තියෙනවා. Class F එකේ harmonics tune කරලා voltage waveform එක square wave එකකට සහ current waveform එක half-sine එකකට හැඩගස්වනවා. ඒ නිසා ඒවා බොහෝ විට audio වලට නෙවෙයි, transmitters වල.

පුහුණු ප්‍රශ්න · 16

Class D amp එකක ±20 V switching stage එකක් තියෙනවා. එක මොහොතක duty cycle එක 75% නම් filter එකෙන් පස්සේ output voltage එක කීයද? 50% නම්?
Class D amplifier එකක triangle frequency එක audio frequency එකට වඩා ගොඩක් වැඩි වෙන්න ඕනේ ඇයි?

පිළිතුර 1

Average = $D(+V) + (1 - D)(-V) = (2D - 1)V$
D = 0.75: $(1.5 - 1)(20) = \mathbf{+10\ V}$
D = 0.5: $(1 - 1)(20) = \mathbf{0\ V}$ (signal නැති අවස්ථාව)

පිළිතුර 2

Low-pass filter එකට switching frequency එක (සහ harmonics) අයින් කරලා audio එක විතරක් තියාගන්න, ඒ දෙක frequency වලින් හොඳට වෙන් වෙලා තියෙන්න ඕනේ. Triangle frequency එක අඩු නම් filter එකෙන් audio එකත් කැපෙනවා, නැත්නම් switching ripple එක speaker එකට යනවා. සාමාන්‍යයෙන් 20 kHz audio වලට switching frequency එක 250 kHz ට වඩා වැඩියි.

17 · Class G, H, I, S, T · Slides 44–47

Class G, H, I, S සහ T

Slide 44: amber = audio signal. Class G (coral): signal එක ලොකු වෙද්දී විතරක් ඉහළ rail එකට මාරු වෙනවා. Class H (cyan): signal එක threshold එක ඉක්මවූ විට rail එක signal peak එකට ටිකක් උඩින් දිගටම track කරනවා.

Class G සහ H: class AB + smart supply

Classes G සහ H කියන්නේ මූලික class AB design එකේ දියුණු කිරීම්. අදහස: transistor එකේ නාස්තිය $P = (V_{rail} - v_o) \times i$ . Rail එක output එකට ළඟින් තිබ්බොත් නාස්තිය අඩුයි.

Class G: විවිධ voltages වල supply rails කිහිපයක් පාවිච්චි කරනවා. Audio wave එකේ peak එක පහළ supply level එකට වඩා වැඩි වෙද්දී ඉක්මනින් ඉහළ voltage එකට මාරු වෙනවා, peak එක අඩු වුණාම ආපහු පහළ supply එකට මාරු වෙනවා. Supply voltage එක ඉහළට දාන්නේ ලොකුම signals තියෙද්දී විතරක් නිසා average power consumption එක, ඒ නිසා නාස්ති power එකෙන් හටගන්න රස්නය අඩුයි.
Class H: class G තවත් දියුණු කරනවා. Audio signal එක යම් threshold එකක් ඉක්මවූ ඕනෑම වෙලාවක supply voltage එක අඛණ්ඩව වෙනස් කරනවා. Power supply voltage එක signal peak level එක track කරනවා, audio wave එකේ ක්ෂණික අගයට වඩා ටිකක් වැඩියෙන්. Signal peak එක threshold එකට පහළට ආවම ආපහු පහළ level එකට යනවා.
G සහ H දෙකටම සැලකිය යුතු ලෙස සංකීර්ණ power supplies ඕනේ, ඒක cost එක වැඩි කරනවා.

Class I: interleaved PWM

Slide 45 අදහස රූපයෙන්: positive switching device (amber) සහ negative switching device (cyan).

Class I amplifier එකේ complementary output switching devices කට්ටල දෙකක් parallel push-pull ආකාරයකට සකස් කරලා තියෙනවා. කට්ටල දෙකම එකම input waveform එක sample කරනවා. එක device එකක් waveform එකේ positive half එකත්, අනික negative half එකත් switch කරනවා (class B වගේ).

Input signal එකක් නැතිවිට, නැත්නම් signal එක zero-crossing point එකට ආවම, switching devices දෙකම 50% PWM duty cycle එකකින් එකවර ON/OFF වෙනවා. ඒකෙන් high frequency signals cancel වෙනවා.
Output signal එකේ positive half එක හදන්න positive switching device එකේ duty cycle එක වැඩි කරලා negative device එකේ duty cycle එක ඒ ප්‍රමාණයෙන්ම අඩු කරනවා. Negative half එකට අනිත් පැත්තට.
Switching signal currents දෙක output එකේදී interleaved (එකිනෙක අතරට පටලවලා) නිසා class I ට "interleaved PWM amplifier" කියනවා. Switching frequencies 250 kHz ට වැඩියි.

Class S සහ Class T

Class S power amplifier එකක් class D වගේම non-linear switching mode amplifier එකක්. ඒක analog input signals delta-sigma modulator (signal එක ඉතා වේගවත් 1/0 පෙළක් බවට හරවන circuit එකක්) එකකින් digital square wave pulses බවට හරවලා, output power එක වැඩි කරන්න amplify කරලා, අවසානයේ band pass filter (යම් frequency පරාසයක් විතරක් යවන filter එක) එකකින් demodulate කරනවා. Digital signal එක හැම වෙලාවෙම fully ON හෝ OFF නිසා (theory එකට අනුව dissipation ශුන්‍යයි) 100% දක්වා efficiencies ගන්න පුළුවන්.

Class T amplifiers දැන් audio amplifier design එකක් විදියට ජනප්‍රිය වෙමින් තියෙනවා. DSP (digital signal processing) chips සහ multi-channel surround sound amplifiers තියෙන නිසා, analog signals digital PWM signals බවට හරවලා amplify කරනවා, ඒකෙන් efficiency එක වැඩි වෙනවා. Class T designs class AB එකේ අඩු distortion සහ class D එකේ power efficiency දෙකම එකට ගන්නවා.

පුහුණු ප්‍රශ්න · 17

Class G එකක් class AB එකකට වඩා අඩුවෙන් රත් වෙන්නේ ඇයි? සරල සංඛ්‍යාත්මක උදාහරණයකින් පෙන්වන්න.
Class I එකේ zero signal එකේදී switching frequency එක output එකට එන්නේ නැත්තේ ඇයි?

පිළිතුර 1

Output එක 5 V වෙද්දී load current එක 1 A කියමු. Class AB එකේ rail එක 40 V නම් transistor එකේ $P = (40 - 5)(1) = 35$ W. Class G එකේ පහළ rail එක 12 V නම් $P = (12 - 5)(1) = 7$ W. ලොකු signal එකක් ආවම විතරක් 40 V rail එකට මාරු වෙනවා. Music වල වැඩි කාලයක් signal එක පොඩි නිසා average රස්නය ගොඩක් අඩුයි.

පිළිතුර 2

Zero signal එකේදී devices දෙකම 50% duty එකකින් එකවර switch වෙනවා. ඒවායේ currents output එකේදී එකිනෙක cancel වෙන නිසා high frequency switching component එක load එකට යන්නේ නෑ.

18 · Amplifier Class by Conduction Angle · Efficiency · Slides 48–49

සියලු classes එක බැල්මකින්

Slide 49 අදහස: conduction angle එක 360° (A) සිට 0° දක්වා අඩු වෙද්දී efficiency එක 100% දෙසට වැඩි වෙනවා. Switching classes (D–T) ඉහළින්ම.

සංසන්දන වගුව

Class	Conduction angle	උපරිම η	Linearity / distortion	සාමාන්‍ය භාවිතය
A	360° ( $2\pi$ )	25% (RC), 50% (transformer)	හොඳම, distortion අවම	Low-power, high-fidelity audio, driver stages
B	180° ( $\pi$ )	78.5% ( $\pi/4$ )	Crossover distortion	Push-pull output (feedback එක්ක)
AB	180°–360°	50%–78.5%	හොඳයි (< 0.1%)	බොහෝ audio power amplifiers
C	< 180°	~80% → 100%	නරකම (tank එකක් ඕනේ)	RF amplifiers, oscillators, FM transmitters
D	ON/OFF (PWM)	~90% (theory 100%)	EMI, noise ටිකක්	Audio (portable, subwoofer)
E, F	ON/OFF + tuned network	> 90%	Narrowband	RF transmitters
G, H	AB + supply rail switching/tracking	AB ට වඩා වැඩි	AB වගේ	High-power audio
I	Interleaved PWM	ඉහළ	HF cancel	Audio
S	ΔΣ switching	→ 100%	Band-pass filter එක මත	RF / audio
T	DSP + PWM	D වගේ	AB වගේ	Multi-channel audio

මතක තියාගන්න එකම කතාව: transistor එක "අර්ධ වශයෙන් ON" වෙලා $V_{CE}$ සහ $I_C$ දෙකම එකවර ලොකු වෙන කාලය අඩු කරන්න අඩු කරන්න efficiency වැඩියි. Class A එකේ ඒක හැම වෙලාවෙම, B එකේ භාගයක්, C එකේ කෙටි කාලයක්, D එකේ switching මොහොත විතරයි.

පුහුණු ප්‍රශ්න · 18

පහත එක් එක් application එකට සුදුසුම class එක තෝරලා හේතුව කියන්න: (a) phone එකක speaker amp, (b) 100 MHz FM transmitter එකක අන්තිම stage එක, (c) studio headphone amp එකක්.
10 W load එකකට class A (transformer, 50%), class B (78.5%), class D (90%) වලින් supply එකෙන් ගන්න power සහ රස්නය සසඳන්න.

පිළිතුර 1

(a) Class D: battery life, රත් නොවීම, කුඩා ප්‍රමාණය.
(b) Class C (හෝ E/F): FM වල amplitude distortion ප්‍රශ්නයක් නෑ, tank එකෙන් sine එක ලැබෙනවා, η ඉතා වැඩියි.
(c) Class A හෝ AB: අවම distortion. Power එක අඩු නිසා efficiency එක ලොකු ප්‍රශ්නයක් නෑ.

පිළිතුර 2

$P_S = P_L/\eta$ , රස්නය $= P_S - P_L$
A: $10/0.5 = 20$ W, රස්නය 10 W
B: $10/0.785 = 12.7$ W, රස්නය 2.7 W
D: $10/0.9 = 11.1$ W, රස්නය 1.1 W

සාරාංශය

සූත්‍ර සාරාංශය

මොකටද	සූත්‍රය	මතක තියාගන්න
Dissipation	$P_{tot} = P_1 + P_2 + P_C + P_T + P_E$	$P = I^2R$
Efficiency	$\eta = \dfrac{P_o(ac)}{P_i(dc)} \times 100\%$	ac out / dc in
Class A dc input	$P_i(dc) = V_{CC} I_{CQ} = 2V_{CEQ}I_{CQ}$	දෙවැන්න Q මැද නම් විතරයි
Class A ac output	$P_o(ac) = \dfrac{v_{o(rms)}^2}{R_L} = \dfrac{V_{PP}^2}{8R_L}$	max: $\tfrac{1}{2}V_{CEQ}I_{CQ}$
Peak current form	$P_o(ac) = \dfrac{I_{C(peak)}^2}{2}R_C$	Slide 14
DC load line	$I_{C(sat)} = \dfrac{V_{CC}}{R_C + R_E},\ V_{CE(off)} = V_{CC}$
AC load line	$I_{C(sat)} = I_{CQ} + \dfrac{V_{CEQ}}{r_C},\ V_{CE(off)} = V_{CEQ} + I_{CQ}r_C$	$r_C = R_C \parallel R_L$
Class A max η	$\eta_{max} = 25\%$	series-fed RC load
Transformer	$\dfrac{N_1}{N_2} = \dfrac{V_1}{V_2} = \dfrac{I_2}{I_1},\ \left(\dfrac{N_1}{N_2}\right)^2 = \dfrac{Z_1}{R_L}$	impedance ∝ ratio²
Transformer swing	$V_{PP} = V_{CE(max)} - V_{CE(min)},\ V_{(P\text{-}P)max} = \dfrac{N_2}{N_1}V_{PP}$	$P_S = V_{CC}I_{CC}$
Transformer class A	$P_{ac} = \dfrac{2V_{CC}\cdot 2I_C}{8},\ \eta_{max} = 50\%$	ප්‍රායෝගිකව < 40%
Class B load power	$P_L = \dfrac{\hat V_o^2}{2R_L}$
Class B supply power	$P_S = \dfrac{2\hat V_o}{\pi R_L}V_{CC}$	$\hat V_o$ ට සමානුපාතිකයි
Class B η	$\eta = \dfrac{\pi \hat V_o}{4V_{CC}},\ \eta_{max} = \dfrac{\pi}{4} = 78.5\%$	$\hat V_o \approx V_{CC}$
Class B dissipation	$P_D = \dfrac{2\hat V_o}{\pi R_L}V_{CC} - \dfrac{\hat V_o^2}{2R_L}$
Class B P_{D max}	$P_{Dmax} = \dfrac{2V_{CC}^2}{\pi^2 R_L}\ \text{at}\ \hat V_o = \dfrac{2V_{CC}}{\pi}$	π² (slide 24 ⚠)
Crossover + op-amp	$\text{dead band} = \pm\dfrac{0.5}{A_0}$
Class AB	$v_O = v_I + \dfrac{V_{BB}}{2} - V_{BEN},\ i_N = i_P + i_L,\ i_N i_P = I_Q^2$
Diode bias	$I_Q = n I_{BIAS}$	n = area ratio
V_BE multiplier	$I_R = \dfrac{V_{BE1}}{R_1},\ V_{BB} = V_{BE1}\left(1 + \dfrac{R_2}{R_1}\right)$
Push-pull (dual)	$V_{out(peak)} \approx V_{CC},\ I_{c(sat)} = \dfrac{V_{CC}}{R_L}$
Push-pull (single)	$V_{CEQ} = \dfrac{V_{CC}}{2},\ I_{c(sat)} = \dfrac{V_{CEQ}}{R_L}$	caps ඕනේ
Class C dissipation	$P_{D(on)} = I_{c(sat)}V_{ce(sat)},\ P_{D(avg)} = \dfrac{t_{on}}{T}I_{c(sat)}V_{ce(sat)}$
Class C output	$P_{out} = \dfrac{0.5V_{CC}^2}{R_c},\ \eta = \dfrac{P_{out}}{P_{out} + P_{D(avg)}}$	$P_T = P_{out} + P_{D(avg)}$
Tank	$f_r = \dfrac{1}{2\pi\sqrt{LC}}$	*
Conduction angle η *	$\eta = \dfrac{\theta - \sin\theta}{4\left[\sin(\theta/2) - (\theta/2)\cos(\theta/2)\right]}$	360°→50%, 180°→78.5%
PWM average *	$v_{avg} = (2D - 1)V$	±V full bridge / half bridge

Power amplifier කියන්නේ මොකක්ද?

Voltage amplifier vs Power amplifier

පුහුණු ප්‍රශ්න · 1

Classes: conduction angle එකෙන් බෙදන හැටි

Analog classes: A, B, AB, C

PWM driven (switching) classes

පුහුණු ප්‍රශ්න · 2

Power කොහෙද යන්නේ? Dissipation සහ efficiency η

Ptot = P1 + P2 + PC + PT + PE

Efficiency η

පුහුණු ප්‍රශ්න · 3

Class A: හැම වෙලාවෙම ON

Operating point එක load line එකේ මැද

Class A වල වාසි

Characteristic curves සහ load lines

පුහුණු ප්‍රශ්න · 4

Class A: Pi(dc), Po(ac) සහ 25% සීමාව

DC input power Pi(dc)

AC output power Po(ac)

Load line සමීකරණ

Efficiency ηmax = 25% ඇයි?

පුහුණු ප්‍රශ්න · 5

Class A උදාහරණ දෙක

උදාහරණය 1: Base bias, RC = 20 Ω

උදාහරණය 2: Stages තුනක් සහිත class A (Darlington output)

පුහුණු ප්‍රශ්න · 6

Transformer-coupled class A: 50% දක්වා

Transformer සම්බන්ධතා

2VCC swing: AC සහ DC operating characteristics

η = 50% derivation

උපරිම load power සහ practical efficiency

තවත් වාසියක්: Tuned amplifier

පුහුණු ප්‍රශ්න · 7

Class B: transistor දෙකක්, භාගය බැගින්

වැඩ කරන හැටි: Vi අනුව අවස්ථා තුන

Push-pull: එකෙක් තල්ලු කරනවා, අනිකා අදිනවා

පුහුණු ප්‍රශ්න · 8

Class B: PL, PS, η = π/4 සහ PDmax

Load power PL

Supply power PS

Power-conversion efficiency η

Power dissipation PD සහ PDmax

පුහුණු ප්‍රශ්න · 9

Crossover distortion සහ ඒක අඩු කරන හැටි

ඇයි වෙන්නේ?

අඩු කිරීම 1: Op-amp එකක් සහ negative feedback

පුහුණු ප්‍රශ්න · 10

Class AB: පොඩි bias එකකින් dead band එක නැති කිරීම

Output voltage සහ currents

Transfer characteristic

පුහුණු ප්‍රශ්න · 11

VBB හදන ක්‍රම දෙක: diodes සහ VBE multiplier

ක්‍රමය 1: Diodes වලින් bias කිරීම

ක්‍රමය 2: VBE multiplier

පුහුණු ප්‍රශ්න · 12

Single-supply push-pull, ප්‍රශ්න සහ Darlington output

Single-supply push-pull amplifier

ප්‍රශ්නය 1 (Slide 32): ±20 V, RL = 150 Ω

ප්‍රශ්නය 2 (Slide 34): +20 V single supply, RL = 50 Ω

Darlington / Complementary Darlington (Sziklai) class AB

පුහුණු ප්‍රශ්න · 13

Class C: කෙටි current pulses

Power dissipation: ON කාලයේ සහ average

ප්‍රශ්නය (Slide 38)

පුහුණු ප්‍රශ්න · 14

Tuned class C: tank එක sine wave එක ආපහු හදනවා

Maximum output power සහ efficiency

වාසි, අවාසි සහ භාවිත

පුහුණු ප්‍රශ්න · 15

Class D: PWM switching amplifier

PWM: comparator එක මොකද කරන්නේ?

Class E සහ F

පුහුණු ප්‍රශ්න · 16

Class G, H, I, S සහ T

Class G සහ H: class AB + smart supply

Class I: interleaved PWM

Class S සහ Class T

පුහුණු ප්‍රශ්න · 17

සියලු classes එක බැල්මකින්

සංසන්දන වගුව

Efficiency η_max = 25% ඇයි?

2V_CC swing: AC සහ DC operating characteristics

Class B: PL, PS, η = π/4 සහ PD_max

V_BB හදන ක්‍රම දෙක: diodes සහ V_BE multiplier

ක්‍රමය 2: V_BE multiplier